摘  要: 基于PWM 技術(shù)的D類音頻功放已廣泛應(yīng)用于各類電子產(chǎn)品中， PWM 載波由振蕩器產(chǎn)生， 振蕩器的性能直接影響D類功放的性能。文中主要從提高電路抗噪能力的角度提出一種基于BCD工藝的低噪聲頻率穩(wěn)定振蕩器的設(shè)計(jì)， 噪聲電流僅為0.42 nA。該電路能在10~ 36 V和- 40~ 150 ℃范圍內(nèi)正常工作， 振蕩頻率隨電壓的變化率小于1%， 且具有主- 從工作模式的同步功能。通過一個(gè)外接電阻調(diào)節(jié)振蕩頻率范圍為300~ 500 kH z。該電路已成功應(yīng)用于一種*率D類音頻功放中。

　　近年來， 隨著電子產(chǎn)品正在向小型化、便攜式方向發(fā)展， D 類音頻功率放大器憑借其小尺寸、高效率、低功耗、低失真等優(yōu)勢(shì)成為市場(chǎng)的需求， 得到業(yè)界的普遍認(rèn)可。利用D 類功率放大器可以設(shè)計(jì)出更小更薄和更有效率的電子產(chǎn)品， 不僅節(jié)約成本，還可延長便攜式產(chǎn)品電池的工作時(shí)間。

　　D類音頻功放普遍采用脈沖寬度調(diào)制( PWM )技術(shù)， PWM 載波由振蕩器產(chǎn)生。D 類功放為了不失真地反映音頻輸入信號(hào)和降低輸出端的噪聲要求載波頻率必須很穩(wěn)定。然而， 振蕩器因噪聲、串?dāng)_、電源電壓變化、溫度變化等因素引起的時(shí)序抖動(dòng)使得振蕩器波形的占空比和頻率不再穩(wěn)定。目前已有許多文獻(xiàn)從溫度和電源電壓的角度提出了頻率穩(wěn)定的振蕩器設(shè)計(jì)方法， 在此基礎(chǔ)上， 本文從提高電路抗噪能力的角度提出了一種低噪聲頻率穩(wěn)定的振蕩器設(shè)計(jì)。鑒于該振蕩器用于*率D 類音頻功放，工作電壓達(dá)到36 V， 可工作在開關(guān)模式且功耗極低的DMOS高壓功率器件適合作為高壓管， 因此采用目前適合用于制造電源管理、顯示驅(qū)動(dòng)等IC的BCD 工藝。

　　1  振蕩器頻率的設(shè)定

　　D類音頻功放中， 振蕩器產(chǎn)生的方波頻率就是脈沖寬度調(diào)制器( PWM)的載波頻率。載波頻率的高低決定了對(duì)輸入音頻信號(hào)的采樣速率和對(duì)輸出濾波器的要求， 影響了器件的尺寸、成本及性能。載波頻率較低時(shí)， 為了得到不失真的輸出信號(hào)， 要求輸出濾波器的截止頻率也較低， 這樣就必須增大濾波器的尺寸， 從而增加芯片面積， 提高成本。根據(jù)采樣定理，如果載波頻率fc 與輸入信號(hào)的頻率f inmax滿足:

　　那么， 用低通濾波器就能不失真地恢復(fù)原信號(hào)。實(shí)際上， 為了實(shí)現(xiàn)產(chǎn)品性能和尺寸方面的折衷， 一般將f c 設(shè)計(jì)為f inmax的十倍以上。因此， 本設(shè)計(jì)決定將振蕩器的頻率設(shè)計(jì)為300~ 500 kH z之間可調(diào)。

　　2  電路設(shè)計(jì)

　　所設(shè)計(jì)的振蕩器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示， 該振蕩器主要由四部分組成: 偏置電流產(chǎn)生電路， 三個(gè)比較器， 數(shù)字邏輯控制電路和充放電回路。振蕩器輸出方波信號(hào)Vosc是通過控制電容C1、C2 進(jìn)行輪流充放電來產(chǎn)生的。Vosc的頻率由偏置電流Ibias、電阻R osc、電容C1、C2 及其充放電電流決定。因此， 引起振蕩器時(shí)序抖動(dòng)的噪聲源主要就是偏置電流的噪聲電流、R osc和C1、C 2 上的噪聲電壓以及由比較器產(chǎn)生的噪聲電壓。R osc和C1、C2 上的噪聲電壓主要是由噪聲電流引起的， 減小噪聲電流便可降低噪聲電壓。應(yīng)用時(shí)， 在R osc兩端并聯(lián)一個(gè)大電容可以有效消除R osc的噪聲電壓; 因比較器產(chǎn)生的噪聲電壓相對(duì)而言比較小， 可將其忽略不計(jì)。

圖1  振蕩器結(jié)構(gòu)框圖

　　2. 1  低噪聲PTAT電流產(chǎn)生電路

　　傳統(tǒng)的PTAT電流產(chǎn)生電路如圖2( a)所示， 它主要由與電源電壓無關(guān)的偏置電路和三極管組合而成 。MP1 ~ MP3 為相同的P管， MN1、MN2 為相同的N 管， Q1、Q2 的管子數(shù)之比為1：n， 可得電流Ib ias0的大小為:

　　可見， 在電流Ib ias處貢獻(xiàn)噪聲的主要是晶體管Q1、Q2 的散粒噪聲和電阻R 0 的熱噪聲， 三者在Q2基極處產(chǎn)生的等效噪聲電壓為:

　　因ICQ1 = ICQ 2 = Ib ias， gmQ 1 = gmQ 2 =Ibias/VT， 故有：

　　可得輸出噪聲電流為:

　　由式( 5) 可知， 增大n 值便可降低噪聲電壓。

　　為了進(jìn)一步降低噪聲電流， 一種簡(jiǎn)單的解決方法如圖2( b)所示， 僅在圖( a)的基礎(chǔ)上疊加了3個(gè)基極集電極短接的三極管， 依據(jù)上述計(jì)算方法， 在圖2( a) ( b )中Ib ias電流大小相同的條件下， 可得此時(shí)Ib ias的噪聲電流為減少為式( 5)的1 /4， 電路中取n = 4， 可實(shí)現(xiàn)噪聲電流小于0. 5qIbias。

圖2  PTAT電流產(chǎn)生電路

　　同時(shí)， 考慮到該振蕩器工作于大電壓下， 取MP1~ MP5 為高壓P 管， 漏源耐壓為24 V， MN1、MN2 為LDNMOS管， 漏源耐壓為40 V， 保證每個(gè)管子在10~36 V 的電壓范圍內(nèi)不會(huì)被擊穿; 為了減小電路對(duì)電源的依賴性， MP1 ~ MP5 均采用較長的溝道長度;MP2 為啟動(dòng)管， 使偏置電路在電源上電時(shí)擺脫簡(jiǎn)并偏置點(diǎn)， Iref是由帶隙基準(zhǔn)電路產(chǎn)生的基準(zhǔn)電流， 大小為50  A。值得指出的是， 理論上電流Ib ias是與溫度成正比， 實(shí)際上由于電阻的溫度系數(shù)會(huì)使結(jié)果產(chǎn)生較大的偏差， 或?yàn)檎郎囟认禂?shù)或?yàn)樨?fù)溫度系數(shù)甚至有可能為零溫度系數(shù)， 所以要正確選擇合適的電阻R0。

　　2. 2  振蕩回路

　　比較器、數(shù)字邏輯控制電路和充放電回路共同構(gòu)成振蕩回路， 電路如圖3所示。

圖3  振蕩回路原理圖

　　比較器Comp1 的輸出信號(hào)V1 是整個(gè)振蕩回路的使能信號(hào)， V1 為高電平時(shí)有效。為使振蕩器在各種工作條件下( Ros c: 25 ~ 41 k ; VDDA: 10 ~ 36 V;Temp: - 40 ~ 150℃) 均能起振， 必須保證V0 >Vref， 即:

　　如圖3所示， 電路上電時(shí)， 由于存在電容C osc，電壓V0 上升比較緩慢， Vref > V0， 電壓比較器Comp1輸出低電平， 使能信號(hào)V1 為低電平， 振蕩器不工作。

　　此時(shí)， V4、V5 均為高電平， 比較器Comp2、Comp3 均輸出低電平， Vosc0處于高阻態(tài)。一旦V0 > Vref， 比較器C omp1 狀態(tài)發(fā)生翻轉(zhuǎn)， 輸出電壓V1 為高電平， 振蕩器開始工作。因V1 為高電平， V4 仍保持高電平， 使V5 從高電平變?yōu)榈碗娖剑?MN5 管關(guān)斷， 電路通過MP6 管對(duì)電容C2 進(jìn)行充電， 當(dāng)電容C2 上的電位V7> V0 時(shí)， 比較器Comp3 同相端為高電平， 輸出電壓V3 也為高電平， 于是與或非門G1 發(fā)生翻轉(zhuǎn)， 電壓V4變?yōu)榈碗娖剑?V5 也相應(yīng)地變?yōu)楦唠娖剑?C2 通過MN5放電， V7 < V0， 比較器Comp3 輸出低電平。V5 電平從高變低又從低變高的這段時(shí)間即為振蕩器周期的一半。因V4 為低電平， MN4 管關(guān)斷， 電路通過MP7管對(duì)電容C1 充電， 當(dāng)電容C 1 上的電位V6 > V0 時(shí)，比較器Comp2 的同相端為高電平， 輸出電壓V2 為高電平， 因此時(shí)V3 為低電平， 于是與或非門G1 發(fā)生翻轉(zhuǎn)， V4 為高電平， MN4 導(dǎo)通， C1 通過MN4 放電， V6

　　調(diào)節(jié)電阻R osc從25 k  變化到41 k  ， 可實(shí)現(xiàn)振蕩器頻率從300~ 500 kH z之間變化。

　　該振蕩器還設(shè)計(jì)了主從工作模式的功能， 當(dāng)音頻設(shè)備需要多個(gè)音頻功放共同驅(qū)動(dòng)時(shí)， 要求每個(gè)功放的振蕩信號(hào)能保持同步， 避免差拍。如圖3所示，將電阻R osc短接， 電路進(jìn)入從屬模式， 反之， 接上電阻R osc， 電路則工作在主人模式。應(yīng)用時(shí)， 將一個(gè)功放設(shè)置為主人模式， 其余皆為從屬模式， 并將所有功放的Vos c0端接在一起， 電路便可實(shí)現(xiàn)同步工作。主人工作模式時(shí)， 使能信號(hào)V1 為高電平， 二選一選擇器Mux21選擇輸出V4， 振蕩器輸出信號(hào)Vos c即為V4; 從屬工作模式時(shí)， 使能信號(hào)V1 為低電平， 此時(shí)Vosc0作為電路的輸入信號(hào)， 二選一選擇器選擇輸出Vosc0。

　　3  仿真結(jié)果

　　電路仿真采用無錫華潤上華( CSMC ) 0. 5  mBCD 工藝模型， 仿真環(huán)境為C adence Spectre. 該電路工作電壓范圍為10~ 36 V， 典型值為22 V， 溫度范圍為- 40~ 150 ℃ 。在典型條件下對(duì)圖2( a)、( b)分別進(jìn)行噪聲分析， 得出在1 H z~ 20 kH z的范圍內(nèi)， 圖2( a)的噪聲電流In， b ias為1. 02 nA， 而圖2( b)僅為0. 42 nA， 結(jié)果與理論分析接近。

　　在溫度為27℃條件下， 對(duì)偏置電流Ib ias0進(jìn)行DC掃描， 掃描變量為電源電壓VDDA。仿真波形如圖4所示， 電流Ibias0隨VDDA僅變化1. 5  A， 實(shí)現(xiàn)了很好的電壓特性。

　圖4  Ib ias0隨VDDA的變化。

　　在VDDA = 22 V， Temp= 27℃， Ros c = 39 k  條件下， 測(cè)出該振蕩電路的瞬態(tài)響應(yīng)如圖5所示。可以看出， 只有當(dāng)V0 > Vref時(shí)， 振蕩器才開始振蕩， 穩(wěn)定后振蕩頻率約為320 kH z。

　　對(duì)振蕩器頻率進(jìn)行參數(shù)分析， 分析變量為電阻R ocs， 掃描范圍為25 ~ 41 k ， 固定VDDA為22 V，溫度為27 ℃ ， 分析結(jié)果如圖6所示。可以看出，隨著R os c變化， 振蕩器頻率在305~ 482 kH z之間變化。

圖5  振蕩器的瞬態(tài)響應(yīng)。

圖6  振蕩器頻率隨R osc的變化

　　 對(duì)振蕩器頻率進(jìn)行參數(shù)分析， 分析變量分別為VDDA和溫度Temp， VDDA掃描范圍為10~ 36 V， Temp掃描范圍為- 40~ 150℃ ， Ros c固定為39 k ， 分析結(jié)果如圖7所示， 該振蕩器具有很好的頻率穩(wěn)定性， 隨著電源電壓的變化， 頻率變化小于1%; 隨著溫度變化頻率的變化也較小， 約為8. 9% 。

圖7  振蕩器頻率隨VDDA和Tem p的變化。

　　4  結(jié)論

　　本文設(shè)計(jì)了一種頻率穩(wěn)定的低噪聲振蕩器， 采用的是BCD ( B ipo lar， CMOS， DMOS )工藝， 使其能在大電壓下工作。文中提出了一種簡(jiǎn)單的低噪聲PTAT電流電路， 降低了振蕩器的噪聲， 提高了D類功放系統(tǒng)的性能。該振蕩器具有很高的頻率穩(wěn)定性， 通過調(diào)節(jié)外接電阻， 可實(shí)現(xiàn)振蕩器的頻率范圍為300 ~ 500kH z， 完全滿足*率D類音頻功放的要求。