5、繼承以上條件，將開槽改為在參考平面GND2上，參考平面GND1保持完整，其三維幾何圖形如圖11:

圖14 參考GND2 平面開槽的三維幾何圖形

　　進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下為：

圖15 S 參數(shù)

　　如圖8 可以查出：T1 的S11 為0.33514,S21 為0.90913;T2 的S11 為0.048959,S21 為0.90467.

　　與圖相比T1 的S11 為0.36357,S21 為0.79713;T2 的S11 為0.382,S21 為0.78853.GND2開槽比GND1 開槽對信號質(zhì)量影響要小。由于GND2 與SIG 的介質(zhì)較厚，相對的電場能量更多的集中在GND1.

圖16 參考平面GND2 開槽——S 參數(shù)曲線圖

　　對圖10 和圖16 進(jìn)行插入損耗的S 參數(shù)和回波損耗的S 參數(shù)比較如圖17.

圖17 參考平面GND1 開槽與參考平面GND2 開槽S 參數(shù)比較圖

　　如圖17 所示：由于GND2 與SIG 的介質(zhì)較厚，相對的電場能量更多的集中在GND1,所以在GND2 開槽對信號的質(zhì)量影響要比在GND1 開槽小的多。

　　在奇模和耦模的形式下S 參數(shù)的比較。信號回路的電場能量主要集中在臨近的參考平面上。在此之比較SDD21 和SCC21,即只比較奇模和偶模的插入損耗。在這將開槽平面GND1與開槽平面GND2 進(jìn)行SDD21和SCC21 的S 參數(shù)曲線進(jìn)行比較。如圖18 所示：

圖18 開槽平面GND1 與開槽平面GND2 奇模和耦模的S 參數(shù)比較圖

　　如圖18所示：開槽對奇模影響小，對耦模影響大；對鄰近的參考平面開槽對信號質(zhì)量的影響要比相對遠(yuǎn)的的參考平面開槽要小。

　　然后進(jìn)行銅箔參考平面的場定義。

　　銅箔參考平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖19 所示：

圖19 GND2 平面開槽情況下GND1 的電場分布圖

　　銅箔參考平面GND2 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖20所示：

圖20 參考平面GND2 開槽情況下GND2 的電場分布圖

　　將圖6、圖7和圖19、20比較，在GND2開槽后，平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個平面上高低不同的電場能量都，但是GND1參考平面的電場分布變化較小，電場能量分布還是主要集中了信號的正下方。相比較而言GND2參考平面的電場能量分布變化較大。當(dāng)信號線返回與回流路徑平面間的距離大于等于兩信號線邊緣距離時，回流路徑平面內(nèi)的電場能量相互重疊，回流路徑平面的存在對信號線。此時，對于差分信號來說，主要以GND1做為回流路徑。

　　6、繼承以上條件，在參考平面GND1和GND2均開槽的三維幾何圖形如圖21.

圖21 參考平面GND1 和參考平面GND2 均開槽的三維幾何圖形

　　進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下圖22、23:

圖22 參考平面GND1 和GND2 均開槽--S 參數(shù)曲線圖

圖23 S 參數(shù)

　　如圖22可以查出：T1 的S11 為0.53287,S21 為0.6064;T2 的S11 為0.59312,S21 為0.56752.

　　S11>-3dB,S21>-20dB.在這種情況下信號質(zhì)量嚴(yán)重劣化，根本不能保證信號的正常傳輸。

　　對圖10、圖16 和圖23進(jìn)行參考平面GND1 開槽、參考平面GND2 開槽與參考平面GND1和GND2 均開槽插入損耗的S 參數(shù)比較圖，如圖24:

圖24 三種參考平面開槽情況的S 參數(shù)比較圖

　　對三種參考平面開槽方式的SDD21 和SCC21 的S 參數(shù)曲線進(jìn)行比較。如圖25所示：

圖25 三種參考平面開槽方式的奇模和耦模的S 參數(shù)比較

　　如圖26 和圖27,三種參考平面開槽方式對信號傳輸質(zhì)量帶來的影響有較大的區(qū)別。GND2參考平面開槽對信號傳輸質(zhì)量影響；其次是GND1 參考平面開槽；對信號傳輸質(zhì)量影響的是GND1 和GND2 兩個參考平面據(jù)開槽的情況。前兩種情況是否能滿足信號質(zhì)量，還要看開槽的大小和信號的波長。由于時間有限在這里不做研究，在后期會繼續(xù)探討。

　　然后進(jìn)行銅箔參考平面的場定義。

　　銅箔參考平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖26 所示：

圖26 兩個參考平面均開槽情況下GND1 的電場分布圖

　　銅箔參考平面GND2 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖27 所示：

圖27 兩個參考平面均開槽情況下GND2 的電場分布圖

　　將圖6、圖7和圖28、29比較，在GND2開槽后，平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個平面上高低不同的電場能量都，GND1和GND2參考平面的電場分布均有較大變化，電場能量分布散落在兩個參考平面上

　　7、模型輸出

　　Star-Hspice 是高度的模擬電路仿真軟件，是世界上廣泛應(yīng)用的電路仿真軟件，它無與倫比的高度和收斂性已經(jīng)被證明適用于廣泛的電路設(shè)計(jì)。Star-Hspice 能提供設(shè)計(jì)規(guī)格要求的可能的準(zhǔn)確度。

　　在HFSS 中設(shè)置進(jìn)行參數(shù)分析，設(shè)置為對多個離散點(diǎn)進(jìn)行分析，分別對完整參考平面、GND1 平面開槽、GND2 平面開槽、GND1 和GND2 平面均開槽這四種情況進(jìn)行了S 參數(shù)分析，分析完成后，依次對每種情況，輸出其全波的Star-Hspice 格式Spice 模型，從而完成信號回流路徑的全波Spice 模型的提取。

　　從HFSS 中輸出的Star-Hspice 格式的Spice 模型，文件頭如下所示：

　　* BEGIN ANSOFT HEADER

　　* node 1 WavePort1:T1_pos

　　* node 2 WavePort1:T1_neg

　　* node 3 WavePort1:T2_pos

　　* node 4 WavePort1:T2_neg

　　* node 5 WavePort2:T1_pos

　　* node 6 WavePort2:T1_neg

　　* node 7 WavePort2:T2_pos

　　* node 8 WavePort2:T2_neg

　　* Format: HSPICE

　　* Model: Full-wave Spice Pole-Residue

　　* Type: Sparam

　　* END ANSOFT HEADER

　　.subckt TMUX_MID3_test1_fws 1 2 3 4 5 6 7 8

　　Rport1 1 n2 50

　　Vam1 n2 2 dc=0

　　Rport2 3 n4 50

　　Vam2 n4 4 dc=0

　　Rport3 5 n6 50

　　Vam3 n6 6 dc=0

　　Rport4 7 n8 50

　　Vam4 n8 8 dc=0

　　8、對以上四種情況在Hspice 下進(jìn)行時域仿分析

　　Hspice 簡介。

　　Hspice 仿真器提供了任何集成電路的仿真設(shè)計(jì)環(huán)境，如：網(wǎng)表生成，仿真控制、仿真結(jié)果觀察分析、測試點(diǎn)、反標(biāo)仿真結(jié)果等，這些流程可以適用于目前大多數(shù)EDA 設(shè)計(jì)工具。

　　Hspice 是事實(shí)上的Spice 工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)仿真軟件，在業(yè)內(nèi)應(yīng)用為廣泛，它具有高、仿真功能強(qiáng)大等特點(diǎn)。沒有提供方便直觀的界面調(diào)入器件模型及電路連接，它使用純文本格式來描述電路的連接關(guān)系及電路中的各個模型， 不適合初級用戶。

　　在Hspice 仿真主文件test.sp 對完整參考平面（test1）、GND1 平面開槽（test3）、GND2平面開槽（test4）、GND1 和GND2 平面均開槽（test5）四種模型定義同一的源。進(jìn)行時域仿真比較眼圖。主文件test.sp 的內(nèi)容如下：

　　*定義偽隨機(jī)碼發(fā)生器

　　Vin1 in1+ com1 LFSR（-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0）

　　Vin2 com1 in1- LFSR（-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0）

　　Vcom1 com1 0 0

　　*調(diào)用模型庫

　　.include "./TMUX_MID3_test1_fws.lib"

　　.include "./TMUX_MID3_test3_fws.lib"

　　.include "./TMUX_MID3_test4_fws.lib"

　　.include "./TMUX_MID3_test5_A_fws.lib"

　　*調(diào)用子電路

　　Xtest1 in1+ 0 in1- 0 out1+ 0 out1- 0 TMUX_MID3_test1_fws

　　*終端端接50ohm 的電阻到GND

　　R1 out1+ 0 50.0

　　R2 out1- 0 50.0

　　Xtest3 in1+ 0 in1- 0 out3+ 0 out3- 0 TMUX_MID3_test3_fws

　　R3 out3+ 0 50.0

　　R4 out3- 0 50.0

　　Xtest4 in1+ 0 in1- 0 out4+ 0 out4- 0 TMUX_MID3_test4_fws

　　R5 out4+ 0 50.0

　　R6 out4- 0 50.0

　　Xtest5 in1+ 0 in1- 0 out5+ 0 out5- 0 TMUX_MID3_test5_A_fws

　　R7 out5+ 0 50.0

　　R8 out5- 0 50.0

　　*定義鋸齒電壓波

　　.param ewidth=800ps ephase=ewidth/4

　　et1 t1 0 Vol= "（TIME - int（TIME/ewidth）*ewidth）"

　　et2 t2 0 Vol= "（（TIME+ephase） - int（（TIME+ephase）/ewidth）*ewidth）"

　　et3 t3 0 Vol= "（（TIME+2*ephase） - int（（TIME+2*ephase）/ewidth）*ewidth）"

　　et4 t4 0 Vol= "（（TIME+3*ephase） - int（（TIME+3*ephase）/ewidth）*ewidth）"

　　rt1 t1 0 1Meg

　　rt2 t2 0 1Meg

　　rt3 t3 0 1Meg

　　rt4 t4 0 1Meg

　　*瞬態(tài)分析

　　.Tran 1p 40n start=0n

　　.end

　　在Hspice 對主文件test.sp 進(jìn)行仿真分析，生成test.tr0 波形文件，由于在Hspice下看眼圖有回波線如圖28,影響實(shí)際眼圖效果。

圖28 四種情況在Hspice 下進(jìn)行時域分析的眼圖比較。

　　為了更清楚的看眼圖的實(shí)際情況，利用Spice explorer 工具來看test.tr0 文件。如下圖：

圖29四種情況在Hspice 下進(jìn)行時域分析的眼圖比較

　　如圖29,進(jìn)行時域分析和S 參數(shù)分析的結(jié)論一樣。信號的回流路徑緊貼在鄰近的參考平面上。開槽參考平面GND1 對信號質(zhì)量影響大，開槽參考平面GND2 對信號質(zhì)量影響小。

　　開槽對于奇模方式幾乎沒有什么影響，由于奇模情況下的兩個導(dǎo)體之間存在一個虛擬的地。

　　當(dāng)奇模信號的回路不理想時，這個虛擬的地就可以給信號提供一定的參考，繼而可以降低因?yàn)榉抢硐牖芈范斐傻膶π盘栙|(zhì)量的影響。而耦模分量沒有虛擬的地參考回路，在跨越開槽區(qū)域時需繞路而行，增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號質(zhì)量的劣化。對于差分信號跨越開槽不能簡單的說：差分信號彼此間可以提供回流路徑，所以跨越參考平面開槽影響不大，這種想法不夠全面。差分傳輸線具有兩種獨(dú)特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。

　　對于跨越開槽間隙只能說對奇模傳輸方式幾乎沒有影響，但耦模傳輸方式的影響如同單端信號所受的影響。

　　建議：

　　盡管兩根差分信號的奇模傳輸方式可以互為回流路徑，跨開槽間隙對耦模傳輸方式會割斷信號耦模傳輸?shù)幕亓鳎瑫r跨分割部分的傳輸線會因?yàn)槿鄙賲⒖计矫娑鴮?dǎo)致阻抗的不連續(xù)。由于差分傳輸線具有兩種獨(dú)特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。而奇模與偶模的傳輸時延不一樣，若采用差分信令的差分對因?yàn)槟承┰虿粚ΨQ或不平衡，這些因素都會導(dǎo)致信號出現(xiàn)抖動。不要認(rèn)為差分信號相互提供互為回路路徑，即使跨越分割也不會對信號傳輸質(zhì)量造成影響。差分信號跨開槽間隙要慎重，根據(jù)實(shí)際情況仿真來確定開槽間隙對信號完整性的影響。

　　以下內(nèi)容適用于單端信號，也同樣適用于差分信號。

　　對于非理想回路來說，另一個影響就是跨溝傳輸?shù)亩喔盘栕呔€之間將具有很高的耦合系數(shù)。其耦合的機(jī)理是源于溝壑本身：能量被耦合到開槽里，然后通過開槽線（slotline）的模式傳到其它走線上。開槽線也是一種傳輸線，在這種模式下，開槽兩邊的導(dǎo)體之間會形成場。由驅(qū)動的角度來看，回路的不連續(xù)可以看作是串聯(lián)了一個電感。如果回路繞過的距離比較小，那么由于感性濾波的作用，信號的上升沿會有一定的衰僐；而如果回路繞過的距離比較大，那么信號的上升沿將會出現(xiàn)臺階現(xiàn)象。需要注意的是，在處理高速信號的時候，永遠(yuǎn)不要讓兩根或以上的走線同時跨越參考平面的溝壑，盡可能保證信號走線下面的參考平面的連續(xù)性。有時候跨溝現(xiàn)象是不可避免的，比如在有些設(shè)計(jì)中，走線必須經(jīng)過封裝的抽氣孔（degassing holes）或者過孔反焊盤（anti-pad）區(qū)域的上方。如果信號跨溝是不可避免的，那么在跨溝處信號線的兩側(cè)放置一些去耦電容可以降低影響，因?yàn)檫@些電容可以為信號的回路供了一個交流的通路。雖然提供這樣的交流短路電容可以顯著的縮短溝壑的（有效）長度，但是實(shí)際上往往是不可能在總線的每根走線之間都放置這樣的電容。通過分析了信號走線跨越地平面溝壑的情況，可以得出一些關(guān)于參考平面開槽的非理想回流路徑的大致結(jié)論。

　　●非理想回路呈現(xiàn)出感性的不連續(xù)性。

　　● 非理想回路將慮掉信號中的一些高頻分量，從而延緩了信號的邊沿速率。

　　● 如果回路的繞過的路徑較長，這種非理想的回路將在接收端產(chǎn)生一些SI 的問題。

　　● 非理想回路增加了回路的面積，繼而產(chǎn)生一些EMI 問題。

　　●非理想回路將顯著地增大跨溝信號之間的耦合系數(shù)。

　　那么，在PCB 設(shè)計(jì)時，信號回流和跨分割的處理：

　　1.根據(jù)上面分析可以知道，輻射強(qiáng)度是和回路面積成正比的，就是說回流需要走的路徑越長，形成的環(huán)越大，它對外輻射的干擾也越大，所以，PCB 布板的時候要盡可能僐小電源回路和信號回路面積。

　　2. 對于一個高速信號來說，提供好的信號回流可以保證它的信號質(zhì)量，這是因?yàn)镻CB 上傳輸線的特征阻抗一般是以地層或電源層為參考來計(jì)算的，如果高速線附近有連續(xù)的地平面，這樣這條線的阻抗就能保持連續(xù)，如果有某段線附近沒有了地參考，這樣阻抗就會發(fā)生變化，不連續(xù)的阻抗從而會影響到信號的完整性。所以布線的時候要把高速線分配到靠近地平面的層，或者高速線旁邊并行走一兩條地線，起到屏蔽和就近提供回流的功能。

　　3.布線時盡量不要跨電源分割，因?yàn)樾盘柨缭搅瞬煌碾娫磳雍螅幕亓魍緩骄蜁冮L，容易受到干擾。當(dāng)然，不是所有的信號都不能跨越分割，對于低速信號是可以的，因?yàn)楫a(chǎn)生的干擾相比信號可以不予關(guān)心。對于高速信號就要嚴(yán)格些，盡量不要跨越。