摘要： 為提高在電力網(wǎng)載波通信系統(tǒng)中發(fā)射端低通濾波器的頻率響應(yīng)和線性度， 同時(shí)也為了節(jié)省成本， 文中給出了把低通濾波器放在芯片里面， 并通過使用電阻和MOS管級聯(lián)來組成一個(gè)可變電阻， 同時(shí)把MOS管放在反饋系統(tǒng)中來提高低通濾波器的線性度的低通濾波器的設(shè)計(jì)方法， 利用該方法設(shè)計(jì)的四階切比雪夫Ⅰ型低通濾波器的-3dB截止頻率為164kHz， 輸入輸出擺幅為1Vpp。

　　0 引言

　　低頻低通濾波器通常有兩種形式， 一種是開關(guān)電容型濾波器， 另一種是連續(xù)時(shí)間型濾波器。開關(guān)電容型濾波器的截止頻率由時(shí)鐘頻率和電容的比值來決定， 所以非常。但是它有兩個(gè)缺點(diǎn)： 首先， 由于它的采樣特性， 使得它在輸入端需要抗混疊濾波器且在輸出端需要平滑濾波器；其次， 時(shí)鐘饋通效應(yīng)和電荷注入效應(yīng)會使濾波器的線性度變差。而連續(xù)型濾波器則沒有上述缺點(diǎn)， 所以成為低頻濾波器設(shè)計(jì)的主流。

　　而低頻連續(xù)型低通濾波器的設(shè)計(jì)也有兩種形式： 一種是R-C-Opamp型， 這種實(shí)現(xiàn)形式在低頻應(yīng)用中， 為了實(shí)現(xiàn)大的時(shí)間常數(shù)， 通常要用大的電阻和電容， 故會占用大量芯片面積并增加成本； 而且， 由于截止頻率是由電阻和電容的來確定， 故在電壓、工藝和溫度變化時(shí)會有很大的偏差， 所以， 必須用很多控制字來調(diào)節(jié)截止頻率， 而這又增加了設(shè)計(jì)的復(fù)雜度； 另一種是RMOS-C-Opamp型， 這種結(jié)構(gòu)用電阻和MOS管來實(shí)現(xiàn)可變電阻， 不僅能夠降低芯片面積， 而且還能實(shí)現(xiàn)截止頻率的自動調(diào)節(jié)。

　　本文采用R-MOS-C-Opamp型結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)，并且把可變電阻中的MOS管部分放在反饋系統(tǒng)中， 因而進(jìn)一步提高了濾波器的線性度。而在截至頻率的自動調(diào)節(jié)方面， 則利用開關(guān)電容電路來實(shí)現(xiàn)時(shí)間常數(shù)控制， 從而構(gòu)成了一個(gè)簡單而的主從型調(diào)節(jié)網(wǎng)絡(luò)。

　　1 可變電阻的實(shí)現(xiàn)

　　差分型可變電阻的實(shí)現(xiàn)可由四個(gè)處在線性區(qū)的MOS管M1， M2， M3， M4來實(shí)現(xiàn)， 圖1所示是差分型可變電阻的實(shí)現(xiàn)原理圖。這種結(jié)構(gòu)在理想匹配的情況下具有良好的線性度， 但是， 這種理想的情況在實(shí)際中是不存在的， MOS管之間的不匹配限制了它的線性度。其等效電阻的計(jì)算如式(1) 所示：

　　式中， Gi是處在線性區(qū)的MOS管Mi的跨導(dǎo)，其計(jì)算公式如下：

圖1 差分型可變電阻原理圖

　　為了提高線性度， 本文采用改進(jìn)型R-MOS結(jié)構(gòu)， 圖2所示是其原理圖。這種結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是電阻和MOS管之間的分壓作用可使MOS管兩端的電壓變小， 從而改善圖1中的線性度。在這種結(jié)構(gòu)中， 處于線性區(qū)的MOS管更像一個(gè)電流舵器件而不是一個(gè)電阻器件。它的等效電阻如下：

圖2 改進(jìn)型R-MOS可變電阻原理圖

　　式中， F 是電壓比例因數(shù)，是M1、M2、M3、M4的平均跨導(dǎo)， VCM是由自動調(diào)節(jié)電路確定的控制共模電壓。其計(jì)算公式如下：

　　2 高線性度低通濾波器的設(shè)計(jì)

　　2.1 基于反饋的線性度提高技術(shù)

　　濾波器是由積分器實(shí)現(xiàn)的。當(dāng)積分器有兩個(gè)輸入時(shí)， 通常會形成反饋。圖3所示是應(yīng)用線性度提高技術(shù)的一階濾波器結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)把由MOS和運(yùn)放組成的積分器看成一個(gè)整體， 它的環(huán)路增益為， 這個(gè)增益在低頻時(shí)和運(yùn)放的直流增益相等， 故其整體傳輸函數(shù)如下：

圖3 R-MOS-C一階濾波器結(jié)構(gòu)圖

　　從這個(gè)傳輸函數(shù)可以看出， 它的線性度依賴于電阻R2/R1的相對比值。式子的右邊形成了T/T+1的形式， 這就意味著由于MOS管所引入的非線性位于反饋環(huán)路的里面， 環(huán)路增益T=A (R1||ZX)/(R1||ZX+R2) 在濾波器的帶寬內(nèi)有效減小了MOS管的Vds， 從而提高了線性度。但是， 這種線性度的提高會隨著輸入頻率的增加而減弱。當(dāng)輸入信號頻率到達(dá)濾波器的截止頻率時(shí)， 環(huán)路增益T將變成單位1， 從而失去提高線性度的作用。

　　2.2 自動調(diào)節(jié)電路

　　本文所設(shè)計(jì)的自動調(diào)節(jié)電路利用開關(guān)電容來實(shí)現(xiàn)時(shí)間常數(shù)的控制， 從而實(shí)現(xiàn)一個(gè)主從結(jié)構(gòu)的自動調(diào)節(jié)網(wǎng)絡(luò)。其結(jié)構(gòu)如圖4所示。圖4上面的部分左邊是連續(xù)時(shí)間通路和開關(guān)電容通路， 連續(xù)時(shí)間通路的時(shí)間常數(shù)是ReqCint， 開關(guān)電容通路的時(shí)間常數(shù)是Cint/fclkC1。兩個(gè)時(shí)間常數(shù)的差會反映成積分器的輸出端電壓， 這個(gè)電壓通過右面的電路可形成電流舵MOS管的控制電壓Vc+和Vc-，從而改變連續(xù)時(shí)間通路的時(shí)間常數(shù)。當(dāng)平衡時(shí)，Req=1/fclkC1。圖4下面的部分用來確定電流舵MOS管控制電壓的共模部分。控制電壓的共模Vcm是由電壓的比例常數(shù)F來確定的。在整個(gè)環(huán)路中， 要設(shè)計(jì)一個(gè)大的時(shí)間常數(shù)RpCp并使其成為環(huán)路的主極點(diǎn)， 以穩(wěn)定整個(gè)環(huán)路。

圖4 頻率調(diào)節(jié)電路圖

　　2.3 濾波器結(jié)構(gòu)

　　根據(jù)電力網(wǎng)載波通信系統(tǒng)對濾波器的指標(biāo)要求， 結(jié)合線性度提高技術(shù)和自動調(diào)節(jié)技術(shù)， 本文所設(shè)計(jì)的四階切比雪夫Ⅰ型低通濾波器的結(jié)構(gòu)如圖5所示。圖中帶交叉箭頭的盒子代表電流舵MOS管組成的可變電阻。該電路在設(shè)計(jì)時(shí)同時(shí)采用了動態(tài)范圍優(yōu)化技術(shù)。

圖5 四階切比雪夫Ⅰ型低通濾波器結(jié)構(gòu)圖

　　3 仿真結(jié)果分析

　　本文介紹的整個(gè)濾波器的設(shè)計(jì)是在SMIC0.18 -um CMOS 工藝下完成的， 設(shè)計(jì)面積為545μm×290μm。濾波器的頻率響應(yīng)如圖6所示。

　　在PVT變化時(shí)， -3dB截止頻率在164kHz～167kHz內(nèi)變化， 可滿足系統(tǒng)的指標(biāo)要求。

圖6 濾波器的頻率響應(yīng)圖

　　4 結(jié)束語

　　通過仿真結(jié)果顯示， 本文的設(shè)計(jì)方案， 無論是在頻率自動調(diào)節(jié)和響應(yīng)， 還是在濾波器的線性度方面， 均可滿足系統(tǒng)的設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。因而是一種可行的設(shè)計(jì)方案。