隨著集成技術的迅猛發(fā)展，體積小巧的便攜通信設備有了更加廣闊的市場前景。但是對于應用于這些便攜式設備中的音頻功率放大器芯片則有更加嚴格的要求。便攜式設備體積小，由電池供電，所以要求音頻功率放大器芯片有盡可能少的外圍設備，盡量低的功耗。此外，對于通信設備而言，在頻率217 Hz時會產(chǎn)生CDMA噪聲，所以音頻功率放大器必須也有較強的電源抑制比(PSRR)。本文中的音頻功率放大器就是為了使用盡可能少的外部組件提供高質量的輸出功率而專門設計的，它不需要外接自舉電容和耦合電容，所以非常適合于移動電話或其他低壓設備。

　　電路結構設計

    基于CSMCO．5μm CMOS工藝設計一種帶滯回功能的高穩(wěn)定性電壓控制電路，利用遲滯比較器對旁路電壓和基準電壓進行比較并控制電容的充放電，提高了電壓的穩(wěn)定性。Cadence Spectre仿真結果表明，該電路產(chǎn)生的電壓穩(wěn)定性高，功耗低，且其滯回功能能有效抑制噪聲。與普通的旁路電壓控制電路相比，具有更高的穩(wěn)定性和抗噪聲能力，可廣泛用于各種功率放大鏡內部。

　　音頻功率放大器被廣泛應用于諸如移動電話、MP3，MP4等便攜式設備中，而為了使音頻功率放大器能正常工作，其內部必須含有旁路電壓控制電路，以產(chǎn)生正確的直流偏置電壓使電路正常工作。這里在O．5μm CMOS工藝條件下，設計了一種采用電流反饋實現(xiàn)遲滯功能的旁路電壓控制電路。

    1 電路結構

　　旁路電壓控制電路包括施密特電路、比較器電路和控制電路三大部分。

     1．1 施密特電路

　　集成電路的廣泛應用為芯片添加關斷功能以降低芯片的功耗成為必需。該設計中的M25～M29組成的施密特電路就提供了此功能。當外部引腳“SHUTDOWN”電壓Vin為低電平時，M25，M26導通，M27，M28截止，D點輸出高電平，此時整個電路處于關斷狀態(tài)，內部功耗極低。隨著Vin逐漸升高，當Vin>VTH(M28)時，M28，M29均處于導通狀態(tài)，則M28的漏端電壓為M28，M29對電源的分壓，近似為VDO／2．故M27仍截止。當Vin繼續(xù)上升，M25，M26導通能力下降，導致M27的源端電壓下降，當VGS(M27)>VTH(M27)時，M27開始導通，使D點電壓急劇下降，進一步使M25，M26的導通減弱直至截止，此時，輸出翻轉，D點輸出低電平，電路轉為正常工作。

　　施密特觸發(fā)器的特點在于其可將緩慢變化的電壓信號轉變?yōu)檫呇囟盖偷木匦蚊}沖，所以即使外部引腳“SHUTDOWN”的電壓變化緩慢或包含噪聲，電路都能正常地工作；同時也能看出，只有在輸入大于一定電壓時，電路才會正常工作，這樣的設計提高了電路的抗干擾能力。

　　1．2 電壓比較器電路

　　比較器用于比較兩個輸入模擬信號并由此產(chǎn)生一個二進制輸出。而通常情況下，比較器工作于噪聲環(huán)境中，并且在閾值點檢測信號的變化。當一個包含噪聲的信號加在沒有遲滯功能的比較器的輸入端，會使比較器的輸出充滿噪聲，甚至有可能出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。故在設計時往往借助正反饋以實現(xiàn)滯后功能，使電路具有一定的抗噪聲能力。這種正反饋往往分為外部正反饋和內部正反饋，又由于外部正反饋所需的高的電阻在集成電路中很難實現(xiàn)，所以內部正反饋得到了更為廣泛的應用。

　　M8～M12為電流反饋部分。當比較器輸出高電平時，開關管M9和M12均導通，M11和M8組成電流鏡結構，當M11，M8均處于飽和區(qū)時電流鏡正常工作且M11，鏡像M8的漏電流并反饋回A點，以改變比較器負向轉折的閾值電壓VTRP-，達到遲滯的目的。

　　則通過調節(jié)M11和M8管的寬長比，可以改變反饋回A點的電流大小，從而改變電路的負向轉折閾值電壓。此時比較器的正向轉折點和負向轉折點不等，比較器電路具有雙穩(wěn)態(tài)特性，其寬度為：

　　該寬度電壓表明了比較器所允許的噪聲幅度。

　　1．3 控制電路

　　控制電路所實現(xiàn)的功能為產(chǎn)生比較器所需的基準電壓和對旁路電容進行充、放電。圖1中，M17，M18的柵極電壓由放大器的偏置電路產(chǎn)生。當PD為低電平時，開關管M15導通，調節(jié)R1，R2的值，使B點的電壓等于VDD／2，并將B點的電壓作為比較器的正向轉折電壓，此時開關管M19導通。電路對旁路電容CB充電且將C點電壓作為比較器的正向輸入。當電容上的電壓低于時，比較器輸出低電平，M21截止；當電容上的電壓高于正向轉折電壓時，比較器輸出高電平，M19截止，電路停止對旁路電容充電，同時M21導通。此時C點的電壓為：

　　式中：VC+為M21導通后電容上的電壓；VC-為M21導通前的電容上的電壓；τ為時間常數(shù)，τ=(RB+R)C；RB為B點到地的等效電阻。可以看到在一段時間后，旁路電容上的電壓將近似等于B點電壓，即VDD／2，則得到所需的旁路電壓。同時，考慮到音頻功率放大器上電、掉電的“POP”噪聲是由旁路電壓的瞬間跳變引起的，所以可以適當?shù)脑龃笈月冯娙菀栽龃笈月冯妷旱纳仙⑾陆邓俣龋鸬綔p少“POP”噪聲的作用。

　　當PD為高電平時．M16截止，電路不工作。

　　眾所周知，AB類功放有比A類功放更高的效率，比B類放大器更低的交越失真。是現(xiàn)在音頻功率放大器市場上的主力軍。輸出運放是整個電路的，它的性能直接影響著整個芯片的各性能參數(shù)。

　　2 運放結構的選擇

　　本文中運用兩個AB類輸出的運放組成橋式結構，如圖1所示。

    個放大器的增益可由外部設置，第二個放大器的增益是內部固定的單位增益。

    個放大器的閉環(huán)增益由RF和RI的比值來確定，第二個放大器的增益由內部兩個20 kΩ的電阻固定。

    圖l中可以看出，個放大器的輸出作為第二個放大器的輸入，這樣使得兩個放大器的輸出在幅值上是相等的，而相位上相差180°。

       橋式結構的工作不同于經(jīng)典的單端輸出而負載另一端接地的放大器結構。和單端結構的放大器相比，橋式結構的設計有其獨特的優(yōu)點。它可以差動驅動負載，因此在工作電壓一定的情況下輸出電壓的擺幅可以加倍。在相同條件下，輸出功率是單端結構的4倍。橋式結構和單端結構相比還有另外一個優(yōu)點。由于是差分輸出，Vo1和Vo2偏置在1／2VDD，因此在負載上沒有直流電壓。這樣就不需要輸出耦合電容，而在單電源供電單端輸出的放大器中這個電容是必須的，沒有輸出耦合電容，負載上1／2VDD的偏置可以導致集成電路內部的功耗和可能的響度損失。鑒于以上的種種優(yōu)點，這里選擇的電路結構為，由兩個AB類輸出運放組成的橋式連接放大器結構。

　  3 放大器電路結構

　　放大器電路圖如圖2所示。

  放大器級為折疊共源共柵結構，這種結構改善了兩級運算放大器的共模輸入范圍以及電源噪聲抑制特性。它可以看做是一個差分跨導級與電流級級聯(lián)再緊跟一個Cascode電流鏡負載的結構。第二級為AB類推挽式輸出，這種輸出可以高效地利用電源電壓和電源電流。和一般共源共柵放大器所不同的是，在輸出端加入了M11，M12，M13，M14四個管子，使單端輸出變成了雙端輸出。這四個管子與偏置電路、第二級的推挽式輸出電路共同組成了兩個跨導線性環(huán)。

　　跨導線性環(huán)是一個通過非線性電路提供線性關系的電路。圖2中M21，M13，M23，M24和M22，M12，M25，M26各組成了一個跨導線性環(huán)，容易得出：

　　結果得到了一個與晶體管尺寸有關的電流表達式，由式中可以看出，輸出功率管M21的靜態(tài)電流由M13，M21，M23，M24的寬長比與電流決定，與輸入信號無關。因此，預先設定好四個管子的寬長比，給M13，M23，M24以固定的電流，輸出功率管的靜態(tài)電流就被確定下來了。但是運放中加入四個MOS管是否不會影響運放的其他性能。從信號通路的角度看，晶體管M11，M12，M13，M14中只流過直流電流，沒有交流電流從中通過，它們屏蔽了交流行為，對來自級的電流表現(xiàn)為一個無窮大的交流阻抗。這四個MOS管設置了輸出功率管的靜態(tài)電流，但是對于級的增益、帶寬均不起作用。所以放大器的增益仍然為：

　　使用跨導線性環(huán)的目的是當一個輸出晶體管流過大電流時，防止另一個輸出晶體管關斷。實際上，當M21流過一個大的輸出電流時，M22就有可能被關斷。在流過大的輸出電流的情況下，至少要保證M22上能流過一個的電流，這樣就可以減少交越失真并且提高速度。

　　對于這樣的多極點兩級運放來說，在輸出端電阻和電容串聯(lián)做米勒補償，以增大相位裕度，提高穩(wěn)定性。通過頻率補償，兩個主極點分別為：

　　適當調節(jié)R，使z=p2，可使零點與第二主極點相互抵消，增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

　　4 仿真結果及分析

　　放大器頻域響應如圖3所示。

　　5 結語

　　該設計的AB類輸出功率放大器電路，采用折疊式共源共柵結構，功率管推挽式輸出，同時利用外部電流源供電，采用低壓共源共柵電流鏡結構的偏置電路。仿真結構表明該運放具有高增益，低輸入失調電壓，低THD等特點，同時具有良好的頻率特性，較低的靜態(tài)功耗，滿足一塊高性能的AB類音頻功放芯片的要求。