在許多控制系統(tǒng)的部分，數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）在系統(tǒng)的性能和方面起著關(guān)鍵作用。本文將考察一款新型精密16位DAC,同時(shí)針對性能可與變壓器媲美的高速互補(bǔ)電流輸出DAC的輸出緩沖談一些想法。

　　電壓開關(guān)式16位DAC提供低噪聲、快速建立時(shí)間和更出色的線性度

　　基于突破性10位CMOSAD7520--推出已近40年--的電阻梯乘法DAC初用于反相運(yùn)算放大器，而放大器的求和點(diǎn) （IOUTA） 則提供了方便的虛擬地（圖1）。

圖1. CMOS乘法DAC架構(gòu)

　　然而，在某些限制條件下，它們也可用于提供同相電壓輸出的電壓開關(guān)配置 其中，運(yùn)算放大器用作電壓緩沖器（圖2）。此處，基準(zhǔn)電壓VIN施加于OUT,輸出電壓VOUT,則由VREF提供。后來不久即出現(xiàn)了針對這種用途而優(yōu)化的12位版本。

圖2. 電壓開關(guān)模式下的乘法DAC

　　快速推進(jìn)到現(xiàn)在： 隨著單電源系統(tǒng)的不斷普及，設(shè)計(jì)師面對一個(gè)挑戰(zhàn)，即在維持高電壓下的性能水平的同時(shí)控制功耗。對能用于這種模式的更高分辨率（16位）的器件的需求也日益增加。

　　在電壓開關(guān)模式下使用乘法DAC的顯著優(yōu)勢是不會發(fā)生信號反相，因此，正基準(zhǔn)電壓會導(dǎo)致正輸出電壓。但當(dāng)用于該模式時(shí)，R-2R梯形架構(gòu)也存在一個(gè)缺陷。相對于同一DAC用于電流導(dǎo)引模式的情況，與R-2R梯形電阻串聯(lián)的N溝道開關(guān)的非線性電阻將導(dǎo)致積分線性度（INL）下降。

　　為了克服乘法DAC的不足并同時(shí)保持電壓開關(guān)的優(yōu)勢，人們開發(fā)出了新型的高分辨率DAC,比如AD5541A,（如圖3所示）。AD5541A采用一個(gè)部分分段的R-2R梯形網(wǎng)絡(luò)和互補(bǔ)開關(guān)，在16位分辨率下可實(shí)現(xiàn)±1-LSB，在？40°C至+125°C的整個(gè)額定溫度范圍內(nèi)均無需調(diào)整，其噪聲值為11.8 nV/√Hz,建立時(shí)間為1?s.

圖3. AD5541A架構(gòu)

　　性能特點(diǎn)

　　建立時(shí)間： 圖4和圖5比較了乘法DAC在電壓模式下的建立時(shí)間以及AD5541A的建立時(shí)間。當(dāng)輸出上的容性負(fù)載時(shí)，AD5541A的建立時(shí)間約為1?s.

圖4. 乘法DAC的建立時(shí)間

圖5. AD5541A的建立時(shí)間

　　噪聲頻譜密度： 表1比較了AD5541A和乘法DAC的噪聲頻譜密度。AD5541A在10kHz下的性能略占優(yōu)勢，在1 kHz下優(yōu)勢非常明顯。

表1. AD5541A與乘法DAC的噪聲頻譜密度

　　積分非線性： 積分非線性（INL）衡量DAC的理想輸出與排除增益和失調(diào)誤差之后的實(shí)際輸出之間的偏差。與R-2R網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)的開關(guān)可能會影響INL.乘法DAC一般采用NMOS開關(guān)。當(dāng)用于電壓開關(guān)模式時(shí)，NMOS開關(guān)的源極連接至基準(zhǔn)電壓，漏極連接至梯形電阻，柵極由內(nèi)部邏輯驅(qū)動(dòng)（圖6）。

圖6. 乘法DAC開關(guān)

　　要使電流在NMOS器件中流動(dòng)， VGS必須大于閾值電壓， VT.在電壓開關(guān)模式下， VGS = VLOGIC – VIN必須大于VT = 0.7 V.

　　乘法DAC的R-2R梯形電阻設(shè)計(jì)用于將電流平均分配至各個(gè)引腳。這就要求總接地電阻（從各引腳頂部看）完全相同。這可以通過調(diào)節(jié)開關(guān)來實(shí)現(xiàn)，其中，各個(gè)開關(guān)的大小與其導(dǎo)通電阻成比例。如果一個(gè)引腳的電阻發(fā)生變化，則流過該引腳的電流將發(fā)生變化，結(jié)果導(dǎo)致線性度誤差。VIN不能大到會使開關(guān)關(guān)閉的程度，但必須足以使開關(guān)電阻保持低位，因?yàn)閂IN的變化會影響VGS 從而導(dǎo)致導(dǎo)通電阻發(fā)生非線性變化，如下所示：

　　導(dǎo)通電阻的這種變化會使電流失衡，并使線性度下降。因此，乘法DAC上的電源電壓不能減少太多。相反，基準(zhǔn)電壓超過AGND的值不得高于1V,以維持線性度。對于5V電源，當(dāng)從1.25V基準(zhǔn)電壓變化至2.5V基準(zhǔn)電壓時(shí)，線性度將開始下降，如圖7和圖8所示。當(dāng)電源電壓降至3V時(shí)，線性度將完全崩潰，如圖9所示。

圖7. INL of IOUT 乘法DAC在反相模式下的INL,（ VDD = 5 V, VREF = 1.25 V）

圖8. INL of IOUT乘法DAC在反相模式下的INL（VDD = 5 V, VREF = 2.5 V）

圖9. 乘法DAC在反相模式下的INL（ VDD = 3 V, VREF = 2.5 V）

　　為了減少這種影響，AD5541A采用互補(bǔ)NMOS/PMOS開關(guān)，如圖10所示。現(xiàn)在，開關(guān)的總導(dǎo)通電阻來自NMOS和PMOS開關(guān)的共同貢獻(xiàn)。如前所示，NMOS開關(guān)的柵極電壓由內(nèi)部邏輯控制。內(nèi)部產(chǎn)生的電壓，VGN,設(shè)置理想柵極電壓，以使NMOS的導(dǎo)通電阻與PMOS的相平衡。開關(guān)的大小通過代碼調(diào)節(jié)，以使導(dǎo)通電阻隨代碼調(diào)節(jié)。因此，電流將上下調(diào)節(jié)，將得以維持。由于基準(zhǔn)輸入的阻抗隨代碼變化，因此，應(yīng)通過低阻抗源驅(qū)動(dòng)。

圖10. 互補(bǔ)NMOS/PMOS開關(guān)

　　圖11和圖12所示為AD5541A在5 V和2.5 V基準(zhǔn)電壓下的INL性能。

圖11. AD5541A的INL（ VDD = 5.5 V, VREF = 5 V）

圖12. AD5541A的INL（ VDD = 5.5 V, VREF = 2.5 V）

　　如圖13和圖14所示，線性度在較寬的基準(zhǔn)電壓和電源電壓下變化極小。DNL行為與INL類似。AD5541A線性度的額定范圍以溫度和電源電壓為基礎(chǔ)；基準(zhǔn)電壓可能從2.5V變化至電源電壓。

圖13. AD5541A INL與電源電壓

圖14. AD5541A INL與基準(zhǔn)電壓

　　AD5541A的更多詳情

　　AD5541A串行輸入、單電源、電壓輸出nanoDAC+數(shù)模轉(zhuǎn)換器提供16位分辨率和±0.5LSB典型積分/微分非線性特性。特別適合將乘法DAC用于電壓開關(guān)模式的應(yīng)用。在額定溫度范圍和電源電壓范圍內(nèi)均有優(yōu)異表現(xiàn)，可實(shí)現(xiàn)出色的線性度，并可用于需要精密直流性能和快速建立時(shí)間的3V至5V系統(tǒng)。采用2V至電源電壓范圍內(nèi)的外部基準(zhǔn)電壓時(shí)，無緩沖電壓輸出可以將60kΩ負(fù)載從0V驅(qū)動(dòng)至VREF.該器件可以在1?s內(nèi)建立至？ LSB,噪聲為11.8nV/√Hz,并具有低毛刺特性，非常適合部署在各種醫(yī)療、航空航天、通信和工業(yè)應(yīng)用中。其3線式低功耗SPI串行接口能夠以高達(dá)50 MHz時(shí)鐘速率工作。AD5541A采用2.7V至5.5V單電源供電，功耗僅125?A.它提供8引腳和10引腳LFCSP及10引腳MSOP封裝，額定溫度范圍為–40°C至+125°C,千片訂量報(bào)價(jià)為6.25美元/片。

　　高速電流輸出DAC緩沖器

　　變壓器通常被認(rèn)為是將高速電流輸出DAC的互補(bǔ)輸出轉(zhuǎn)換為單端電壓輸出的選擇，因?yàn)樽儔浩鞑粫黾釉肼暎膊粫墓β省１M管變壓器在高頻信號下表現(xiàn)良好，但它們無法處理許多儀表和醫(yī)療應(yīng)用所需要的低頻信號。這些應(yīng)用要求一個(gè)低功耗、低失真、低噪聲的高速放大器，以將互補(bǔ)電流轉(zhuǎn)換成單端電壓。此處展示的三個(gè)電路接受來自DAC的互補(bǔ)輸出電流，并提供單端輸出電壓。將后兩者的失真與變壓器解決方案進(jìn)行比較。

　　差分放大器： AD8129和AD8130差分轉(zhuǎn)單端放大器（圖15）用于個(gè)電路（圖16）。它們在高頻下具有極高的共模抑制性能。AD8129在增益為10或以上時(shí)保持穩(wěn)定，而AD8130則在單位增益下保持穩(wěn)定。它們的用戶可調(diào)增益可以由， RF 和 RG.兩個(gè)電阻的比值來設(shè)置。AD8129和AD8130在引腳1和引腳8上具有很高的輸入阻抗，不受增益設(shè)置的影響。基準(zhǔn)電壓 （VREF, 引腳4）可以用來設(shè)置偏置電壓，該偏置電壓被乘以與差分輸入電壓相同的增益。

圖15. AD8129/AD8130差動(dòng)放大器

圖16. 采用AD8129/AD8130的DAC緩沖器

　　方程1和方程2所示為放大器的輸出電壓與DAC的互補(bǔ)輸出電流之間的關(guān)系。端接電阻RT,執(zhí)行電流-電壓轉(zhuǎn)換；RF 與RG 之比決定了增益。 VREF 在方程2中被設(shè)為0.

　（1）

（2）

　　在圖16中，該電路采用一個(gè)四通道高速、低功耗、14位DAC,其中，互補(bǔ)電流輸出級將提高速度，降低低功耗DAC的失真。

　　圖17展示的是電路的無雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR），它是頻率的函數(shù)，采用DAC和AD8129,其中，RF = 2k?, RG = 221?, RT = 100?, 且VO = 8Vp-p, 兩個(gè)電源電壓對應(yīng)的不同值。此處選擇了AD8129,因?yàn)樗峁┹^大的輸出信號，在G = 10時(shí)保持穩(wěn)定，與AD8130相比，具有較高的增益帶寬積。兩種情況下，SFDR一般都要好于55dB,超過10MHz,在低電源電壓下，約有>3dB的改善。

圖17. DAC和AD8129的失真 VO = 8 V p-p

　　單位增益下的運(yùn)算放大器： 第二個(gè)電路（圖18）采用了一個(gè)高速放大器與兩個(gè) RT電阻。該放大器只是通過， RT將互補(bǔ)電流I1和 I2, 轉(zhuǎn)換成單端輸出電壓， VO這個(gè)簡單的電路不允許以放大器為增益模塊放大信號。

圖18. 采用運(yùn)算放大器的簡單差分到單端轉(zhuǎn)換器

　　方程3所示為VO 與DAC輸出電流之間的關(guān)系。失真數(shù)據(jù)通過與RT并聯(lián)的5pF電容進(jìn)行測量

（3）

　　為了展示這個(gè)電路的性能，DAC與ADA4857 和 ADA4817 運(yùn)算放大器配對，其中T = 125? （and CT = CF = 5 pF與RT 并聯(lián)，以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定性和低通濾波）。單通道ADA4857-1和雙通道ADA4857-2為單位增益穩(wěn)定型、高速、電壓反饋放大器，具有低失真、低噪聲和高壓擺率等特點(diǎn)。作為眾多應(yīng)用（包括超聲、ATE、有源濾波器、ADC驅(qū)動(dòng)器等）的理想解決方案，其帶寬為850 MHz,壓擺率為2800 V/μs,0.1%建立時(shí)間為10ns--全部都是在5mA的靜態(tài)工作電流下實(shí)現(xiàn)。ADA4857-1和ADA4857-2具有寬工作電壓范圍（5V至10V），特別適合需要寬動(dòng)態(tài)范圍、精密、高速度和低功耗的系統(tǒng)

　　ADA4817-1（單通道）和ADA4817-2（雙通道）FastFET?放大器是具有FET輸入的單位增益穩(wěn)定、超高速電壓反饋型運(yùn)算放大器。它們采用ADI公司的專有超快速互補(bǔ)雙極性（XFCB）工藝制造，具有超低的噪聲（4nV/√Hz和2.5fA/√Hz）和極高的輸入阻抗。其輸入電容為1.3pF,失調(diào)電壓為2mV,功耗低（19mA），？3dB帶寬較寬（1050MHz），非常適合數(shù)據(jù)采集前端、光電二極管前置放大器以及其他寬帶跨阻應(yīng)用。它們具有5V至10V的寬電源電壓范圍，可采用單電源或雙電源供電，適合包括有源濾波、ADC驅(qū)動(dòng)和DAC緩沖在內(nèi)的各種應(yīng)用。

　　圖19比較了該電路在VO = 500mV p-p 時(shí)相對于一個(gè)采用變壓器的電路的失真和頻率之間的關(guān)系。變壓器的失真低于放大器，后者的增益在高頻下不斷下降，但采用變壓器的失真卻在低頻下不斷變差。在此，可在有限范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)接近90dB的SFDR,在高達(dá)10MHz時(shí)優(yōu)于70dB.

圖19. DAC、ADA4857和ADA4817的失真 VO = 500 mV p-p, RL = 1 kΩ

　　具有增益運(yùn)算放大器： 第三個(gè)電路（圖20）也使用了相同的高速運(yùn)算放大器，但所含電阻網(wǎng)絡(luò)拉遠(yuǎn)了放大器與DAC之間的距離，支持增益設(shè)置，并可以利用VREF1和 VREF2兩個(gè)基準(zhǔn)電壓之一調(diào)整輸出偏置電壓。

圖20. 支持增益和偏置功能的差分到單端轉(zhuǎn)換

　　方程4定義了DAC輸出電流與放大器輸出電壓在 VREF1 = VREF1 = 0. 時(shí)的關(guān)系。為了匹配DAC之外的放大器網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗RT1 和 RT2, 兩個(gè)端接電阻必須單獨(dú)設(shè)置，同時(shí)要考慮放大器的特性。

（4）

　　圖21比較了放大器在這種配置下的失真以及變壓器電路的失真。 RT1 = 143Ω, RT2 = 200 Ω,RF = RG = 499Ω, CF = 5pF出于穩(wěn)定性和高頻濾波考慮--且 RL = 1kΩ. 在此ADA4817的性能可與變壓器在高頻下的性能相媲美，在70MHz時(shí)，其SFDR可維持在優(yōu)于-70dBc的水平。與變壓器相比，兩個(gè)運(yùn)算放大器都能維持出色的低頻保真。

圖21. DAC、ADA4817和ADA4857的失真 VO = 500 mV p-p

　　本文討論了將低失真、低噪聲、高速放大器用作DAC緩沖器的一些優(yōu)勢，并將其性能與變壓器進(jìn)行了比較。同時(shí)比較了采用兩種不同架構(gòu)的三類應(yīng)用電路，并以實(shí)例展示了DAC和AD8129、ADA4857-1/ADA4857-2以及ADA4817-1/ADA4817-2放大器的測量數(shù)據(jù)。數(shù)據(jù)顯示，放大器在頻率低于1MHz時(shí)的性能優(yōu)于變壓器，在頻率不超過80 MHz時(shí)，非常接近變壓器。在權(quán)衡考慮功耗和失真時(shí)，放大器的選擇非常重要。