摘要：采用０．１８ｕｍ　ＣＭＯＳ工藝設計了一款應用在無線傳網中的三階級聯(lián)有源ＲＣ復數(shù)帶通濾波器，同時設計了自動頻率調諧電路（ＡＦＴ）。該濾波器采用的是切比雪夫逼近函數(shù)予以實現(xiàn)。在５比特數(shù)字控制碼開關電容陣列的控制下，ＡＦＴ電路即可完成對主體濾波器電路頻率變化的校正。仿真結果顯示，濾波器的中心頻率穩(wěn)定在２ＭＨｚ，通帶帶寬為２ＭＨｚ，鏡像抑制比大于３４ｄＢ，相鄰信道阻帶衰減大于３４ｄＢ，通帶紋波小于ｌｄＢ，消耗電流為２．３ｍＡ，工作電源電壓為１．８Ｖ。

　　１　引言

　　集成連續(xù)時間濾波器已經采用Ｇｍ-Ｃ，有源ＲＣ和Ｇｍ-ＯＴＡ-Ｃ技術大規(guī)模實現(xiàn)。Ｇｍ-Ｃ技術實現(xiàn)的濾波器由于采用開環(huán)特性的積分器，因而能夠在高頻條件下工作。該種濾波器可以獲得較高的線性度，然而好的線性度伴隨著較高的噪聲，這樣在實現(xiàn)既定的輸出動態(tài)范圍時，導致比較差的電源效率。

　　同時Ｇｍ-Ｃ濾波器對雜散電容敏感，而這些雜散寄生電容與積分電容并聯(lián)。這些種種因素限制了Ｇｍ-Ｃ濾波器只能丁作在高頻，輸出低動態(tài)范圍應用中。

　　濾波器設計的另一種經典方法是采用有源ＲＣ積分器予以實現(xiàn)。該種方法有多個優(yōu)點。如果設計中理想的運算放大器可以得到，那么濾波器的線性度是非常高的。同時濾波器的噪聲是非常小的，在功耗有限制要求的應用中，仍然可以得到大的信號輸出動態(tài)范圍。

　　在本篇文章中，我們采用有源ＲＣ復數(shù)帶通濾波器去滿足設計要求。在任何應用情形中，為了克服制造工藝偏差，溫度變化和元件衰老等不利因素帶來的影響，且同時為了得到的濾波器頻率響應特性，自動頻率調諧系統(tǒng)是必須的選擇。

　　２復數(shù)帶通濾波器設計

　　２．１復數(shù)帶通濾波器設計考慮

　　三階級聯(lián)復數(shù)帶通濾波器的結構劃分如圖１所示。級聯(lián)實現(xiàn)的濾波器中的每都可以單獨實現(xiàn)，而且非常便于調節(jié)。

　　上述結構劃分中的部分實現(xiàn)的一階濾波器的品質因數(shù)Ｑ不同于第二部分。在實際應用中，級聯(lián)濾波器為了獲得的輸出動態(tài)范圍，要求每一部分濾波器的排列順序，是根據(jù)其各自品質因數(shù)逐漸遞增的方式進行依次排列，具有如下關系：

　　因而信號流經具有平坦傳輸函數(shù)特性的濾波器，依次類推。依據(jù)這種思想，得到的整體全差分復數(shù)帶通濾波器的結構如圖２所示。其由上下兩路相同結構的全差分低通濾波器組成，通過在上下結構中加入３組頻率搬移電阻予以實現(xiàn)。頻率搬移電阻可以通過下述方程計算得到：

　　２．２運算放大器設計

　　本次設計采用的是Ｃｌａｓｓ-ＡＢ類運算大器，如圖３所示。運算放大器的增益帶寬積ＧＢＷ對于濾波器的性能來講，起到了至關重要的作用。如果設計得到的ＧＢＷ較小不滿足要求，則濾波器將在高頻頻段出現(xiàn)增益尖峰。同時為了降低濾波器的整體功耗，ＧＢＷ又不能選取的太大。根據(jù)當前業(yè)界對濾波器的研究，這里我們設定ＧＢＷ為濾波器工作截止頻率的５０倍。

　　在運算放大器的設計中，有兩點需要注意。首先，共模參考電平％需要連接到低阻抗輸出電位生成點，因為Ｍ１４，Ｍ１５的Ｖｇ１５，的充放電建立速度，將直接影響共模負反饋電路的環(huán)路相位裕度。其次，電容Ｃ２有一個值，這意味著需要經過多次的迭代仿真，才能得到。因為較大數(shù)值的Ｃ２將惡化差模電路的相位裕度，然而較小的Ｃ２對改善共模負反饋的相位裕度作用甚微。

　　圖３中，左邊框代表共模負反饋電路，右邊框代表差模主體電路。由該運放的結構圖可知，共模負反饋電路與差模負反饋電路共用一部分電路。帶來的好處是，共模負反饋電路可以獲得與差模電路想比擬的電壓增益和增益帶寬積。同時，由于對輸出共模電平的穩(wěn)定獨立于輸入主體差分級，因此即使差分輸人級關斷，運算放大器的輸出電平仍然可以很好的穩(wěn)定在設定值。

　　圖４給出了本次設計的運算放大器的仿真結果。

　　該運放工作在１．８Ｖ電源電壓下，消耗的電流為３１０ｕＡ，中頻電壓增益為６５ｄＢ，增益帶寬積ＧＢＷ為１６０ＭＨｚ，相位裕度為５５度，驅動負載為１ＯＯＫ伲？２ｐＦ。

　　２．３自動調諧電路設計

　　調諧系統(tǒng)的原理圖如圖５所示。

　　濾波器的中心頻率和帶寬決定于電路中用到的電阻和電容數(shù)值，而集成電路在生產過程中元件可能會偏離設計值，誤差可達到２０％。為了獲得一個的頻率響應曲線，相應的自動頻率調諧電路是必須的選擇。

　　下面分析濾波器調諧電路的原理。電路流經受工藝影響的電阻％的電流為Ｉ１。電流Ｉ１經由Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５組成的電流鏡鏡像得到電流五。

　　電流Ｉ２將在數(shù)字電路的控制下對可編程電容陣列充放電，在此過程中數(shù)字電路將增加或者減少５位控制碼。接著比較器將把電壓Ｋ與參考電壓％進行比較，直到電路滿足Ｖｃ＝Ｖｒｅｆ。調諧過程可以描述成下述表達式：

　　這里△ｔ為外部參考時鐘周期，經過調諧Ｒｒｅｆ與ｃ的乘積約等于△ｔ，終滿足Ｖｃ＝Ｖｒｅｆ，完成調諧。為了降低功耗，當調諧過程結束時，調諧電路將被關閉。在圖５中，Ｍ１通過Ｌａｔｃｈ＿ｕｐ控制信號，控制其關閉與打開。終調諧電路將發(fā)送５位調諧碼到主體濾波器電路，從而控制主體濾波器電路中的電容陣列的電容選擇性接入與釋放，至此整個濾波器調諧過程結束。

　　３濾波器后仿真結果

　　本文設計的復數(shù)帶通濾波器采用了０．１８ｕｍＴＳＭＣ工藝，芯片工作在１．８Ｖ電源電壓下，仿真工具Ｃａｄｅｎｃｅ　Ｓｐｅｃｔｒｅ。整個芯片帶焊盤后的版圖如圖６所示．總面積為１．２ｍｍ×１．６ｍｍ。

　　復數(shù)帶通濾波器的頻率響應曲線如圖７所示。

　　由仿真結果可知，該濾波器的中心頻率為２ＭＨｚ，帶寬為２ＭＨｚ，通帶紋波小于ｌｄＢ，鏡像抑制大于３４ｄＢ，相鄰信道阻帶衰減大于３４ｄＢ。同時測得輸入ｌｄＢ壓縮點為１０．１ｄＢｍ。芯片工作電源電壓為１．８Ｖ，測得整個濾波器消耗的電流為２．３ｍＡ。

　　４總結

　　文章描述了帶自動頻率校正的有源ＲＣ復數(shù)帶通濾波器的設計和性能參數(shù)。根據(jù)仿真結果顯示，本次設計的復數(shù)帶通濾波器在獲得的頻率響應的同時，可以獲得滿足要求的較高鏡像抑制比和相鄰信道抑制比。整個芯片工作在１．８Ｖ電源電壓下，消耗的電流為２．３ｍＡ。