具有 DSP、FPGA 和 CPU 的現(xiàn)代電力傳輸系統(tǒng)在較低的電源電壓下運(yùn)行并消耗較高的電流。事實(shí)上，低于 1 V 的電壓現(xiàn)在隨處可見(jiàn)。同時(shí)，中間總線電壓根據(jù)應(yīng)用保持不變或增加。為了支持更小的電感器和電容器 (L&C) 濾波，系統(tǒng)頻率要求不斷提高，這給電源設(shè)計(jì)人員帶來(lái)了更大的挑戰(zhàn)。過(guò)去的 500kHz 是今天的 1 MHz。
    在需要較低輸出電壓的高壓應(yīng)用中，設(shè)計(jì)人員傳統(tǒng)上依賴于增加系統(tǒng)成本的模塊，或增加解決方案占用空間和復(fù)雜性的兩級(jí) DC/DC 解決方案。本白皮書(shū)著眼于影響窄導(dǎo)通時(shí)間負(fù)載點(diǎn) (POL) 轉(zhuǎn)換的趨勢(shì)，并比較了通常使用的電流模式控制架構(gòu)，包括它們的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。研究了具有自適應(yīng)斜率補(bǔ)償?shù)幕旌瞎戎惦娏髂Ｊ?(VCM) 架構(gòu)，包括其在新型 60V 同步降壓控制器中的使用。混合 VCM 使該控制器能夠在各種 Vin 和 Vout 組合下穩(wěn)定運(yùn)行，并且低占空比可實(shí)現(xiàn)從 48 V 到 1 V 負(fù)載點(diǎn)的直接降壓轉(zhuǎn)換。
    窄準(zhǔn)時(shí) POL 轉(zhuǎn)換
    降壓轉(zhuǎn)換器是最廣泛使用的電源拓?fù)洌罱内厔?shì)表明下一代開(kāi)關(guān)控制器必須能夠在非常小的占空比下提供穩(wěn)定和高效的操作。雖然與電壓模式控制相比，電流模式控制方法具有許多優(yōu)點(diǎn)，但根據(jù)應(yīng)用要求，它有其自身的局限性，特別是在占空比限制方面。
    通常，電信和工業(yè)應(yīng)用中的電力傳輸系統(tǒng)基于多級(jí)轉(zhuǎn)換。電力傳輸系統(tǒng)不斷發(fā)生變化，POL 輸入電壓從 3.3V 增加到 5V，再到 12V。隨著電源要求的增加，12V 電源軌的使用現(xiàn)在很常見(jiàn)，而 3.3V 則很少見(jiàn)。
    最近，趨勢(shì)正在轉(zhuǎn)向更高的電壓，例如用于工業(yè)應(yīng)用的 24 V~42 V 和用于電信的 48 V，如圖 1 所示。技術(shù)的持續(xù)改進(jìn)使得控制窄脈沖成為可能。同時(shí)，新的研究表明，更高的輸入電壓可以提高整體效率，降低系統(tǒng)成本，并通過(guò)降低配電路徑溫度來(lái)提高系統(tǒng)可靠性。

 

    圖 1 高功率電信或工業(yè)系統(tǒng)的現(xiàn)代趨勢(shì)
    推動(dòng)窄 PWM 脈沖需求的另一個(gè)因素是需要更高的開(kāi)關(guān)頻率，這反過(guò)來(lái)又導(dǎo)致更高的功率密度。以 1 MHz 開(kāi)關(guān)頻率運(yùn)行電源已成為行業(yè)慣例。事實(shí)上，汽車信息娛樂(lè)應(yīng)用中的開(kāi)關(guān)頻率需要高于 1.8 MHz，以避免 AM 頻段。1 MHz 下的 12 V 至 1 V 電源轉(zhuǎn)換仍需要生成 83 ns 脈沖。
    低占空比運(yùn)行
    理想的降壓轉(zhuǎn)換器可以產(chǎn)生低于 Vin 直至零的任何電壓；然而，實(shí)際上，在參考電壓、電路中的內(nèi)部或外部損耗以及最重要的是用于生成控制信號(hào)的調(diào)制器類型方面存在許多限制。對(duì)于特定的輸入電壓，存在一些限制，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器無(wú)法覆蓋 0% 至 100% 的整個(gè)范圍。最明顯的是參考電壓：

     

  控制方式

    在典型的電流模式 PWM 控制器中，PWM 脈沖的大小由誤差放大器的輸出和電感器電流信號(hào)決定，如圖 2 所示。電流環(huán)路感測(cè)電感器電流信號(hào)并將其與 VCOMP 基準(zhǔn)進(jìn)行比較，以得出調(diào)制 PWM 脈沖寬度。由于電流環(huán)路將迫使電感器峰值或谷值電流跟隨電壓誤差放大器的輸出，因此電感器不會(huì)出現(xiàn)在電壓控制環(huán)路中。雙極 LC 濾波器成為電壓環(huán)路的單電容極結(jié)構(gòu)。簡(jiǎn)單的 2 類補(bǔ)償足以穩(wěn)定電壓環(huán)路。

 

    圖 2 簡(jiǎn)單的電流模式控制架構(gòu)

    適用于窄導(dǎo)通時(shí)間操作的調(diào)制器
    峰值電流模式控制是最常用的架構(gòu)之一，雖然它易于理解并提供具有多種優(yōu)點(diǎn)的可靠控制技術(shù)，但當(dāng)需要窄導(dǎo)通時(shí)間操作時(shí)，它會(huì)表現(xiàn)出明顯的缺點(diǎn)。在峰值電流模式下，通過(guò)上部 MOSFET 感測(cè)電感器電流信息。圖 3 顯示了上部和下部 MOSFET 中與 PWM 信號(hào)相關(guān)的典型電流波形。由于導(dǎo)通環(huán)路中 MOSFET 內(nèi)部和外部的寄生效應(yīng)不同，上部 MOSFET 的導(dǎo)通事件會(huì)產(chǎn)生大量振鈴。這種振鈴可能會(huì)向控制電路發(fā)送錯(cuò)誤信號(hào)并錯(cuò)誤地終止 PWM 信號(hào)。為了忽略這種初始振鈴，峰值電流模式切換控制器在感測(cè)電感器電流之前采用消隱時(shí)間。通常，采用 150 ns 至 250 ns 消隱時(shí)間。峰值電流模式控制器中的消隱時(shí)間要求不允許其調(diào)節(jié)非常窄的接通時(shí)間功率轉(zhuǎn)換。即使 12V 至 1V 電源轉(zhuǎn)換也很難在 600kHz 頻率下進(jìn)行調(diào)節(jié)，這意味著最小接通時(shí)間小于 140ns。
    谷值電流模式控制輕松克服了峰值電流模式控制的消隱時(shí)間不足。在谷值電流模式控制中，在上部 MOSFET 關(guān)斷期間感測(cè)電感器電流信號(hào)，從而避免上部 MOSFET 振鈴。這解決了控制非常窄的導(dǎo)通時(shí)間 PWM 脈沖的問(wèn)題；然而，谷值電流模式還有其他缺點(diǎn)。

   

    圖 3 降壓轉(zhuǎn)換器波形描繪了電流模式控制架構(gòu)中的信號(hào)檢測(cè)位置

    谷值電流模式控制的兩個(gè)主要問(wèn)題是次諧波振蕩和線路調(diào)節(jié)不佳。次諧波振蕩是任何電流模式控制的常見(jiàn)問(wèn)題。它也發(fā)生在峰值電流模式控制中，但占空比超過(guò) 50%。對(duì)于谷值電流模式，則相反。
    使用斜率補(bǔ)償可以防止電流模式控制器（峰值模式和谷值模式）中的次諧波振蕩。然而，固定斜率補(bǔ)償無(wú)法處理所有占空比和電感器。如果占空比明顯偏離斜率補(bǔ)償設(shè)計(jì)中使用的假設(shè)值，則次諧波振蕩問(wèn)題會(huì)再次出現(xiàn)。
    仿真峰值電流模式控制是峰值電流模式的一種變體，可避免消隱時(shí)間限制。它通過(guò)測(cè)量下部 MOSFET 上的谷值電流信息來(lái)克服上部 MOSFET 振鈴。然后使用該谷值電流信息來(lái)模擬電感器上坡以獲得峰值電流信息。
    與峰值電流模式控制一樣，模擬峰值電流模式也會(huì)受到次諧波振蕩的影響，需要斜率補(bǔ)償。該斜率補(bǔ)償源自仿真峰值電流信號(hào)。盡管仿真峰值電流模式的設(shè)計(jì)兼具峰值電流模式和谷值電流模式控制方法的優(yōu)點(diǎn)，但其缺點(diǎn)主要是由于控制環(huán)路中缺乏電感信息。
    具有自適應(yīng)斜率補(bǔ)償?shù)墓戎惦娏髂Ｊ绞强朔鹘y(tǒng)谷值電流模式控制缺點(diǎn)的一種方法。優(yōu)化的自適應(yīng)斜率補(bǔ)償電路可以防止所有占空比的次諧波振蕩。這種自適應(yīng)補(bǔ)償和低占空比運(yùn)行的固有能力使得具有這種架構(gòu)的控制器能夠以非常高的開(kāi)關(guān)頻率運(yùn)行。
    可行的窄準(zhǔn)時(shí)解決方案
    Intersil 的ISL8117降壓控制器是谷值電流模式控制的一個(gè)示例，具有低側(cè) MOSFET Rdson、谷值電流檢測(cè)和自適應(yīng)斜率補(bǔ)償。如圖 4 所示，ISL8117的斜坡信號(hào)適應(yīng)所施加的輸入電壓，以改善線路調(diào)節(jié)。獨(dú)特的谷值電流模式實(shí)現(xiàn)和優(yōu)化的斜率補(bǔ)償解決了傳統(tǒng)谷值電流模式控制器的缺點(diǎn)。其獨(dú)特的控制技術(shù)使其能夠支持非常寬的輸入和輸出電壓范圍。本質(zhì)上，它是電壓和電流模式控制的混合，顯示了兩種調(diào)制架構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)。
    ISL8117可在 4.5V 至 60V 之間的任何電壓下工作，其輸出可在 0.6V 至 54V 范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。它的可調(diào)頻率范圍為 100kHz 至 2000 kHz，可產(chǎn)生 40 ns（典型值）的最短接通時(shí)間。該控制器的最短接通時(shí)間為 40 ns，能夠以 1.5 MHz 的頻率從 12 V 總線生成 1 V 輸出。它還能夠以較低的頻率從 48 V 電源生成 1 V 電源。顯示了ISL8117從 48 V 電源生成 1.2 V 電壓的應(yīng)用，而圖 6 顯示了從穩(wěn)定的 48 V 到 1.2 V 轉(zhuǎn)換的瞬態(tài)。在易受特定開(kāi)關(guān)頻率噪聲影響的系統(tǒng)中，ISL8117可以與任何外部頻率源同步，以減少輻射系統(tǒng)噪聲并緩解拍頻噪聲。
    ISL8117使用低側(cè)感應(yīng)并實(shí)現(xiàn)可編程電流限制，無(wú)需感應(yīng)電阻，從而減少功耗、組件數(shù)量和系統(tǒng)成本。該 IC 還通過(guò)提供過(guò)流、過(guò)壓和過(guò)溫等故障保護(hù)功能來(lái)滿足 POL 要求。易于使用的ISL8117采用 16 引腳 QFN 和 HTSSOP 封裝，其大多數(shù)功能引腳都有默認(rèn)值。基于默認(rèn)值的降壓轉(zhuǎn)換器只需 10 個(gè)外部組件即可設(shè)計(jì)，包括 MOSFET 和其他無(wú)源器件。這種創(chuàng)新設(shè)計(jì)使 48V 至 5V 降壓轉(zhuǎn)換的效率超過(guò) 94%。