雖然原始版本的目標是生產(chǎn)簡單且實用的東西，但此 DI 的目的是看看我們可以在多大程度上匹配幾行 DSP 代碼的性能，無論需要多少硬件。最初的版本僅使用一個雙運算放大器；這種方法將其擴充為兩個四包。超過頂部：當(dāng)然。具有啟發(fā)性的樂趣：當(dāng)然，至少對我們模擬人來說是這樣。
　　基本原理與以前相同——強制電流通過二極管，測量產(chǎn)生的電壓（與輸入的對數(shù)成正比），并捕獲峰值——但實現(xiàn)方式不同。圖 1顯示了基本電路。
　　　　圖 1我們?nèi)≥斎胄盘柕膶?shù)；其峰值電平被C2捕獲，緩慢線性放電；溫度和電平校正應(yīng)用于驅(qū)動儀表的電流源。
　　現(xiàn)在，要測量的音頻輸入通過 R1（一個 10k 固定電阻器而不是熱敏電阻）施加。熱敏電阻通過縮放（線性）輸入來補償二極管的溫度系數(shù)；使用固定電阻器，我們稍后將在電路中對（記錄的）信號應(yīng)用偏移，以達到相同的結(jié)果。A1 的輸出是輸入的對數(shù)壓縮版本。目前，我們只需要它的正峰值。　　A2 和 Q1 構(gòu)成一個簡單的峰值檢測器。只要 A1.OUT 大于 C2 上的電壓，A2/Q1 就會將電流轉(zhuǎn)入 C2，直到電壓匹配。使用晶體管而不是二極管大大提高了速度；如圖所示，當(dāng) R2 = 22R 時，它將捕獲 20 kHz 的單個半周期，如圖2所示，這比 PPM 規(guī)范要求的速度要快得多。（為了獲得更慢、更真實的響應(yīng)，請增加 R2。1k5 的響應(yīng)時間約為 5 毫秒，最終讀數(shù)誤差在 1 dB 以內(nèi)。）這可能看起來是幾個運算放大器缺少“適當(dāng)?shù)摹狈逯禉z測器，但它完成手頭的工作：這是蒙澤德。（Muntz？他是誰？這會解釋。）直接從 C2 取 A2.IN-（這似乎更常見）會導(dǎo)致過沖或減慢響應(yīng)，具體取決于串聯(lián)電阻的值。

　　圖2攻擊或積分時間非常快；衰減或返回時間，慢得多，并且是線性的。
　　現(xiàn)在我們已經(jīng)對 C2 進行了快速充電，我們需要緩慢地對其進行放電。A3 緩沖其電壓，通過 D3/R4 自舉 R3，在 1.7 秒內(nèi)提供相當(dāng)于 20 dB 的線性電壓下降，這正是我們想要的，這更多是出于偶然，而不是設(shè)計。
　　現(xiàn)在我們將信號通過 D4，其溫度系數(shù)約為 -2 mV/°C，補償了 D1/2 的溫度系數(shù)。它還使電平下降了約 600 mV 的 V F，需要恢復(fù)。D5 顯示為通用 1.25 V 并聯(lián)穩(wěn)定器，其確切類型或值并不重要。（我使用了手邊的 LM385；有了干凈、穩(wěn)定的負電源軌，就可以設(shè)計出來。）它提供了一個精確的源，不僅可以抵消 D4 的 V F，還可以抵消整個信號，以設(shè)置米針的零點。R8 允許將其從大約 -62 dBu (R8 = 10k) 調(diào)整到 +1 dBu (R8 = 0)。
　　A4 驅(qū)動儀表移動，緩沖來自 D4 的電壓，通過 R9 應(yīng)用偏移電壓補償。A4 將電流驅(qū)動通過儀表進入 R11，由此產(chǎn)生的電壓通過 R10 反饋以閉合反饋環(huán)路。儀表串聯(lián)了 D6 以防止擺動不足，D5 捕獲 A4 上的負擺動。（遺憾的是我們不能對 A2 做同樣的事情。）
　　校準很簡單。在輸入端施加最小輸入電平，或在R1信號端施加最小負峰值對應(yīng)的直流電壓，調(diào)節(jié)R8使儀表上指示為零。現(xiàn)在應(yīng)用最大電平（我選擇 +10 dBu）并將 R11 設(shè)置為滿量程偏轉(zhuǎn)。必須先設(shè)置 R8，然后設(shè)置 R11。　　溫度穩(wěn)定性好。根據(jù) LTspice 的說法，溫度系數(shù)在 +1 dBu 輸入附近為零，在其他電平上也比較合理，在 15 至 35°C 的溫度下，在 -50 dB 左右時讀數(shù)誤差在 1 dB 以內(nèi)。令人沮喪的是，我只能通過在 R10 周圍的網(wǎng)絡(luò)中添加額外的電阻和熱敏電阻來獲得更好的補償，這些值根據(jù)所需的跨度而不同：交互太多。額外的階段可以解決這個問題，但是。。。圖 3顯示了儀表的模擬響應(yīng)和實時響應(yīng)。

　　圖 3設(shè)置 50 dB 跨度和 +10 dBu 最大讀數(shù)時的模擬和測量響應(yīng)，顯示溫度和運算放大器偏移的影響。
　　我們現(xiàn)在擁有了一款高性能儀表，具有接近數(shù)字的精度甚至精確度。但它仍然只是半波傳感，并且還存在一些殘留的錯誤。對于全波操作，我們可以將反相器 A5 等添加到 A1 的輸出，以及第二個峰值檢測級 A6 和 Q2（與 A2 和 Q1 有效并聯(lián)），以添加正向的貢獻輸入：見圖4。如果 A1 和 A5 具有零失調(diào)電壓，或者如果將微調(diào)器產(chǎn)生的幾毫伏施加到 A2.IN+ 和 A5.IN+，則可以省略 C3。現(xiàn)實世界（且廉價）運算放大器固有的輸入偏移限制了跨度，因為它們會導(dǎo)致低電平的不準確，而要測量的信號與它們相當(dāng)。　　添加雙極檢測的另一種方法是在輸入端使用全波整流器，但額外的運算放大器偏移使得這種方法在沒有混亂的微調(diào)的情況下變得太不準確。

　　圖 4可以添加額外的組件進行全波檢測。　　該電路的響應(yīng)速度比儀表的移動速度還要快。C2 可能會因瞬變而幾乎瞬時充電，但其電壓將以指示的 11.8 dB/秒（或 1.7 秒內(nèi) 20 dB）衰減。因此，如果儀表需要 85 毫秒響應(yīng)，則該瞬態(tài)讀數(shù)會低 1 dB。圖 5顯示了如何解決這個問題。

　　圖 5最后添加的內(nèi)容：“加電復(fù)位”和單穩(wěn)態(tài)，可在峰值后提供約 100 毫秒的保持時間，以允許儀表移動趕上。
　　A7和A8形成單穩(wěn)態(tài)，由C2電壓急劇上升觸發(fā)，并在A7.OUT處產(chǎn)生正脈沖。通過二極管將其連接到 R4（不再連接到 Vs-）可以解決該問題：當(dāng) A7.OUT 為低電平時，C2 將以正常方式放電，但當(dāng)它為高電平時，C2 的放電路徑實際上是開路。如圖所示，對于 +/-6 V 電源軌，該保持時間約為 100 ms。調(diào)整 C5 或 R16 來改變這一點。結(jié)果如圖2所示。
　　最后一步是上電復(fù)位，也如圖 5 所示。（數(shù)字電路通常都有它們，那么我們?yōu)槭裁匆慌懦谕饽兀浚㏎3 上的正軌急劇上升，這可能是幾乎任何 n- MOSFET——持續(xù)幾百毫秒，將 C2 鉗位至地，同時電路穩(wěn)定。如果沒有這個，C2 可能會在加電時充電到高電平，需要很多秒才能恢復(fù)。
　　盡管顯示了 100 ?A 的儀表移動，但 A4 可以輕松驅(qū)動幾毫安。選擇或調(diào)整 R11 以適應(yīng)。