使用高頻QR控制器NCP1345設(shè)計雙管反激240W USB PD3.1 EPR方案”繼續(xù)更新，第一篇文章介紹了變壓器匝比要求、PFC在不同的輸入電壓下的開通和關(guān)斷要求、變壓器設(shè)計等。本文將繼續(xù)介紹初級輔助VCC電源設(shè)計、次級輔助VCC電源設(shè)計、初級輸出高低邊驅(qū)動、除PFC外的整體電路設(shè)計等設(shè)計問題，以及PCB Layout、方案中的其他器件選擇等。
　　初級輔助VCC電源設(shè)計
　　由于輸出電壓的范圍很寬幾乎達(dá)到10倍，所以常規(guī)的用反激繞組供電變得非常困難，如果通過穩(wěn)壓電路給IC供電，由于輸出電壓范圍非常寬那么又面臨著較大的穩(wěn)壓電路的功率損耗。
　　所以在設(shè)計時部分考慮用正向繞組電壓給VCC供電，由于PFC的最高輸出電壓為400V，而5V至12V輸出時PFC停止工作，90VAC整流濾波后的最低直流電壓大約120V, 所以最高電壓與最低電壓的比值約為3.33倍，遠(yuǎn)小于輸出電壓的變化范圍，所以用正向電壓繞組供電穩(wěn)壓電路上的損耗遠(yuǎn)小于反激繞組供電的損耗。由于輸入電壓是變化的所以正向繞組整流后的電壓要經(jīng)過穩(wěn)壓后才能給IC供電。
　　初級共設(shè)計有三個供電繞組,見圖4：
　　1.低邊低壓反激繞組auxl，用作ZCD檢測及OVP用，同時在高壓輸出時給VCC供電。這個電壓是給NCP1345之間供電所以不能超過NCP1345的VCCL端子的OVP值及GaN的VCC電壓。輸出48V共5T，那么取這個繞組2T,所以得到下列VCCL的電壓：

　　2.低邊高壓正向繞組Nauxh，當(dāng)最低120VDC輸入電壓時這個正向繞組電壓要有足夠的電壓給Vcch供電。這個電壓選擇設(shè)計14V左右。
　　Vmin=120V
　　Vcch=14V

　

　　3.高邊浮動的電壓給半橋驅(qū)動的高邊供電，這個也是用正向繞組設(shè)計，當(dāng)最低120VDC輸入電壓時這個正向繞組電壓Vih要有足夠的電壓給半橋高邊供電。同樣地，這個電壓選擇14V, 那么得到高邊浮動正向繞組ih的匝數(shù)：

　　圖 4. 變壓器輔助繞組電路示意圖
　　次級輔助VCC電源設(shè)計
　　次級最高輸出電壓48V，一般的同步整流控制器沒有這么高的電壓定額，有兩種供電方法：一是把48V通過穩(wěn)壓電路降低電壓給IC供電；二是另加一個低壓反激繞組給IC供電，通過電路使輸出電壓和輔助的繞組電壓并聯(lián)工作作電壓切換，當(dāng)輸出高電壓時由輔助繞組供電，當(dāng)?shù)洼敵鲭妷簳r由輸出電壓供電，這樣的好處是為了降低驅(qū)動損耗并效率最優(yōu)。
　　所以次級輔助繞組設(shè)計為2T（見圖4）, 對應(yīng)48V輸出時的電壓約為18.6V， 而兩個電壓的切換點對應(yīng)的輸出電壓約為25V左右。
　　初級輸出高低邊驅(qū)動
　　雙管Flyback需要額外的高邊驅(qū)動，高邊驅(qū)動可以用隔離變壓器也可以用半橋驅(qū)動器。這里使用ONSEMI的NCP51530B半橋驅(qū)動器，高頻低損耗且具有25nS的高邊驅(qū)動延遲。為了使高低邊的驅(qū)動延遲盡量一致，低邊的驅(qū)動信號也經(jīng)過驅(qū)動器并在驅(qū)動器的輸出加一RC延遲電路使得高低邊管導(dǎo)通時間盡量一致，見圖5。

　

　　圖5. 半橋驅(qū)動電路示意圖
　　除PFC外的整體電路設(shè)計
　　PD部分是單獨設(shè)計一塊子卡，本方案設(shè)計時由于沒有適合的48V PD協(xié)議控制器，所以用分立器件設(shè)計了一塊仿真控制卡來模擬PDO輸出。控制子板具有標(biāo)準(zhǔn)的PD子卡接口信號，當(dāng)有適合的PD協(xié)議控制器時很容易設(shè)計一塊標(biāo)準(zhǔn)的PD卡。除PFC部分外完整的電路如圖6所示.

　　圖6. 除PFC部分外完整的電路圖
　　PFC強制SKIP待機
　　為了達(dá)到更高的效率，PFC部分使用了onsemi的圖騰柱PFC NCP1680。NCP1680具有外部信號強制待機功能，當(dāng)PIN2或PIN4腳加上一個超過50us寬的低電平脈沖后會讓NCP1680進(jìn)入強制SKIP模式，使得PFC的輸出電壓在94%-100%之間波動。
　　具體來說就是檢測到強制待機信號后，輸出關(guān)斷，BULK電容下降，當(dāng)下降到額定輸出的94%后PFC開始工作，BULK電壓又開始上升，當(dāng)上升到額定輸出后PFC又關(guān)斷，往復(fù)循環(huán)直至強制待機信號消失，通過上述操作強制增大PFC的輸出紋波電壓來減少PFC的開關(guān)時間以便獲得更好的輕載效率，更詳細(xì)的描述請參考NCP1680技術(shù)資料。
　　為了能讓PFC能進(jìn)入強制待機模式，設(shè)計了一個外加電路，根據(jù)NCP1345的SKIP模式下的驅(qū)動波形包絡(luò)線產(chǎn)生對應(yīng)的脈沖信號輸入到PFC的PIN4腳SKIP腳，當(dāng)PWM進(jìn)入SKIP模式時就會讓PFC也進(jìn)入強制待機模式。電路圖上R71，R95，D14，ZD5，C65，Q12組成這一電路。如果用其它PFC則可省略這部分電路。
　　分立器件模擬PD0輸出的PD卡
　　本方案設(shè)計之時還沒有合適的48V PD協(xié)議控制器發(fā)布，為了更好的評估雙管Flyback DC/DC部分的效率特地設(shè)計了一款仿真PD0輸出的模擬子卡，它只能輸出PD0電壓不能輸出AVS電壓。這個子卡可以通過其上的三位DIP開關(guān)設(shè)置8個不同的輸出電壓，同時可以根據(jù)不同的輸出電壓值輸出PFC ON/OFF信號通過光耦來控制PFC的開關(guān)。
　　3位DIP開關(guān)的8個組合設(shè)定8個不同的輸出電壓，輸出信號經(jīng)3-8譯碼器后控制431的參考電壓產(chǎn)生8個輸出電壓。同時對應(yīng)輸出的控制信號產(chǎn)生PFC ON/OFF給光耦控制PFC的VCC電壓。DIP開關(guān)位置對應(yīng)的輸出電壓及輸出電壓對應(yīng)PFC ON/OFF狀態(tài)如圖7所示。

　　圖7.3位DIP開關(guān)對應(yīng)的PDO輸出電壓及PFC狀態(tài)
　　仿真PD0輸出控制電路帶來的幾個問題
　　1.雙管反激變換器要求Vin_min>N*Vo, 所以當(dāng)電源在90VAC開機后，在滿載的情況下從5V轉(zhuǎn)換到高壓，比如48V，但PD子卡在輸出電壓變化的同時PFC ON信號發(fā)出開通PFC，在PFC輸出電壓上升緩慢，在BULK電壓還沒上升到N*48V時，輸入電壓是小于N*48V的，這時候反射電壓被鉗位，輸出電壓會下跌占空比增大峰值電流升高直至OLP過載保護(hù)，所以電源在低壓輸入時輸出從低壓（PFC處于OFF的輸出電壓）轉(zhuǎn)高壓是不成功的。
　　測試樣板臨時解決方案：設(shè)置輸入電壓整流后的電壓高于N*Vo,那么從低壓轉(zhuǎn)高壓時的Vin_min是大于N*Vo的，這樣電壓轉(zhuǎn)換就能順利進(jìn)行不會觸發(fā)保護(hù)。
　　最終解決方案：PD協(xié)議控制器可以設(shè)置先送出PFC ON信號然后延遲一定的時間再轉(zhuǎn)換輸出參考電壓，確保這個延遲時間大于PFC在90VAC和滿載時BULK電壓的最大上升時間即可，這樣在BULK電壓上升到額定值后才會轉(zhuǎn)換輸出電壓，保證任何時候BULK電壓大于N*Vo.
　　2.仿真PD卡和同步整流的供電電壓由輸出和輸出輔助繞組電壓在不同的輸出電壓下自動切換，這個切換點大約在輸出25V左右。當(dāng)輸出電壓切換跨過這個電壓值時，比如從9V到28V切換，輸出電壓參考和反饋光耦的供電電壓同時瞬變，環(huán)路根本無法調(diào)節(jié)兩種電壓的突變，所以會造成輸出電壓較大的過沖，輸出電壓變化只要不跨過這個值就不會有輸出過沖。
　　最終解決方案：PD協(xié)議控制器的參考電壓變化都是一步步經(jīng)過一定的時間才改變完成的，這個時間一般有數(shù)十毫秒，所以反饋環(huán)路有充足的時間來調(diào)整輸出不會有任何過沖。
　　3.同步IC和反饋光耦的供電在28V輸出時是由輔助繞組供電的，但輸出輔助繞組電壓在28V時時是最低電壓，所以當(dāng)輸出在較大的負(fù)載下從9V切換28V或48V切換到28V時，由于仿真PD卡的輸出參考是突變的，會造成反饋光耦供電電壓跌落較大，低于正常工作電壓造成反饋環(huán)路工作不正常，輸出電壓不能正常切換。
　　測試樣板臨時解決方案：可把輸出負(fù)載設(shè)置空載或非常小的負(fù)載，那么電壓切換時反饋光耦供電電壓就不會跌落較多，電路就可以正常工作
　　最終解決方案：PD協(xié)議控制器的輸出電壓參考緩慢逐漸變化使得反饋調(diào)整正常，這個電壓就不會跌落較多而保持反饋環(huán)路正常工作。
　　結(jié)論：根據(jù)上面的分析，只要設(shè)計一款PD協(xié)議控制卡并且按上面的要求更改控制器的部分時序就能滿足要求。協(xié)議控制器的電壓參考轉(zhuǎn)換一直就是逐步變化的，不需要特別修改。
　　方案中的其它幾個關(guān)鍵器件選擇
　　1.主開關(guān)管：使用了onsemi的內(nèi)置驅(qū)動的GaN NCP58922，NCP58922是onsemi NCP5892X系列Drive GaN中的一種，DFN8*8封裝，75mohm的內(nèi)阻，可以提供5V參考輸出，可通過輸出極的RC供電網(wǎng)絡(luò)設(shè)置開關(guān)速度，有使能控制端。在這個設(shè)計里也可以改用為150mohm的NCP58920來降低成本。
　　2.同步整流控制器：使用了onsemi的最新一代的同步整流控制器NCP4307，具有高低壓兩個VCC端子，可以分段供電，同時可以通過CS端子內(nèi)部的LDO給VCC電容充電，最高35V的VCC范圍。同步管可以高邊也可以低邊放置，高達(dá)7A/2A的Sink/Source電流，DCM/QR/CCM/Forward/ACF/LLC模式下都可工作，高達(dá)1MHZ的工作頻率，CS端耐壓200V。
　　3.同步MOS選FDMS4D0N12C,120V4.4mΩ的管子。
　　評估指定輸入電壓下的開關(guān)頻率對負(fù)載曲線　　根據(jù)頻率計算公式，用MathCAD繪制的頻率對輸出功率的曲線如下圖所示：

　　　圖7. 低壓350VDC輸入時的頻率曲線

　　圖8. 正常電壓390VDC輸入時的頻率曲線
　　PCB Layout考慮　　由于設(shè)計的最低的開關(guān)頻率都有133KHz,在正常輸入390VDC滿載情況下頻率接近150KHz，最高頻率超過200KHz,所以想要電流穩(wěn)定可靠的工作Layout變得相當(dāng)重要。考慮到PCB的成本，參考設(shè)計采用了雙層PCB，所以Layout中地線走線尤其重要，特別是PWM及后級同步整流部分的地線連接位置。

　　圖9，圖10顯示PWM部分Layout頂層和底層的PCB線路圖，并詳細(xì)描述了各部分的一些走線規(guī)則及帶來的好處。實際應(yīng)用中每個設(shè)計的布局布線不可能完全相同，但有些規(guī)則是相同的，可能的情況下盡量滿足。
　　設(shè)計調(diào)試注意事項
　　1.空載Vcc是否足夠，因為考慮到損耗問題，所以初級的三個輔助Vcc繞組電壓大小設(shè)計的都比較臨界，在空載深度SKIP狀態(tài)下紋波比較大，所以濾波電容要足夠大才能小紋波維持足夠的Vcc電壓。必要情況下可以部分用肖特基二極管代替超快恢復(fù)管來提升Vcc電壓。
　　2.由于GaN的最高電壓只有20V，所以auxl繞組電壓上限有點臨界，兩路auxl繞組整流后給NCP1345 Vccl和PFC電路供電的整流回路都加了電感來抑制漏感產(chǎn)生的高電壓，確保這兩個電壓不超過20V。
　　3.目前通過ZCD腳設(shè)置的OVP值比較高約57V左右，原因是現(xiàn)在用的仿真PD卡在電壓切換時有較高的電壓過沖，防止觸發(fā)OVP所以設(shè)置的比較高。未來用了PD控制器就不會有過沖電壓，可以降低OVP的保護(hù)值，參考前面介紹。
　　4.整機的工作頻率比較高，所以在高頻功率回路上用的二極管都是超快恢復(fù)二級管，25nS恢復(fù)時間，比如ES1JFA。高頻小信號回路及部分小電流Vcc整流都是用高速開關(guān)二極管比如BAS21等。
　　5.控制PFC強制SKIP的電路在調(diào)試時要注意驅(qū)動信號整流濾波后的相位不能延遲太多，幅度要確保Q12既能開通又能截止，如果相位幅度偏差較大，可調(diào)整R71，C65，ZD5的值。
　　6.L6，D28是額外整流Vccl繞組給PFC供電的，在28V及以上輸出時PFC肯定是工作的，但如果由Q2穩(wěn)壓來供電損耗比較大，而28V以上輸出時auxl整流后的電壓超過10V足夠PFC工作，所以才用auxl繞組來供電，如果覺得麻煩也可拿到這個整流電路。
　　7.Auxh繞組整流后一邊通過穩(wěn)壓及次級PFC控制后供電PFC，一邊通過D20給NCP1345的Vcch供電，D20可以拿掉來提高空載時供給Vcch的電壓。
　　8.GaN的11，12腳的RC網(wǎng)絡(luò)可以調(diào)節(jié)GaN內(nèi)部驅(qū)動的Vdd上升速度，因為低邊的驅(qū)動是通過NCP51530的所以NCP1345的自適應(yīng)驅(qū)動來降低次級應(yīng)力功能失效，所以只能通過調(diào)節(jié)下管這個RC網(wǎng)絡(luò)的電阻來降低次級應(yīng)力。可以看出上下管的這個R的阻值不同，原因如此。
　　9.如果不是開通在谷底的最低點，請調(diào)整C17的容量大小。開通點在谷底偏后（Vds波形在谷底后上翹后才開通）就增大容量，如果偏前一點（沒到谷底）就減小容量使正好谷底開通。
　　10.由于輸出電壓變化范圍很大，所以有時候反饋環(huán)路在48V是穩(wěn)定的，但在5V會有自激現(xiàn)象，遇到這種情況一般只要調(diào)整增大反饋光耦1腳上的電阻減少環(huán)路增益即可解決。
　　附慧能泰48V PD協(xié)議控制器配合本方案的PD子卡電路圖如圖11所示。

　　圖9. PWM部分頂層Layout圖及走線規(guī)則特
　　　圖10. PWM部分底層Layout圖及走線規(guī)則特點

　　圖11. HUSB368 PD3.1子卡電路圖
　　結(jié)論
　　本文詳細(xì)介紹了用高頻QR控制器NCP1345來設(shè)計雙管反激變換器240W PD3.1 EPR參考設(shè)計的整個流程，包括BULK紋波電壓最低值的計算，匝比的條件約束，變壓器的參數(shù)及IC外圍主要端子的功能參數(shù)設(shè)計等。參考該設(shè)計流程也能容易地設(shè)計140W, 180W的PD EPR方案。給出了詳細(xì)的240W方案的原理圖，并介紹了關(guān)鍵的功能設(shè)計，最后給出了Layout的實例并詳細(xì)介紹了關(guān)鍵電路的Layout要求，也給出了設(shè)計調(diào)試過程中需要注意的問題。
　　有關(guān)QR Flyback的計算，也可下載MathCAD計算工具來進(jìn)行，后臺回復(fù)“工具”，即可下載。
　　由于本設(shè)計進(jìn)行之時沒有合適的48V PD控制器發(fā)布，所以用分立器件來模擬部分PD功能，旨在測試DC/DC部分的關(guān)鍵效率指標(biāo)，在有限空間的PCB子卡上不能完善所有要求的功能，這會給DEMO板的正常測試帶來一些問題，文中也給出了應(yīng)急的測試方法。
　　最后附上用慧能泰48V PD3.1協(xié)議控制器所做的PD子卡的原理圖，接口界面完全匹配原始的仿真PD卡接口。　　如果想要詳細(xì)了解該參考設(shè)計的性能，請登陸www.onsemi.com下載閱讀該參考設(shè)計的樣板手冊。圖12是該參考設(shè)計樣板的照片。

　　圖12. 240W PD3.1 EPR參考設(shè)計樣板實物照片