對(duì)電源設(shè)計(jì)而言，MPS 的零延遲 PWM（ZDP）控制具備很多優(yōu)勢(shì)，包括快速瞬態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)定的開(kāi)關(guān)頻率（fSW）。
　　我們先來(lái)簡(jiǎn)單回顧一下常見(jiàn)的控制拓?fù)洌珉妷耗Ｊ娇刂啤㈦娏髂Ｊ娇刂坪秃愣▽?dǎo)通時(shí)間（COT）控制。然后再詳細(xì)介紹零延遲 PWM（ZDP）控制，并用實(shí)例來(lái)展示 ZDP 相比于傳統(tǒng)控制方法的具體優(yōu)勢(shì)。
　　傳統(tǒng)控制方法　　電壓控制模式

　　電壓模式控制是最簡(jiǎn)單的控制方法之一，如圖 1 所示。

　　圖1：電壓模式控制
　　這種控制方法首先將反饋電壓與參考電壓之間的差異（VREF - VFB）放大來(lái)生成誤差信號(hào)（通常為補(bǔ)償電壓）；然后將該誤差信號(hào)與電壓斜坡進(jìn)行比較，以生成功率級(jí)的占空比。
　　電壓模式控制需要高 ESR 電容或 Type III 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)來(lái)穩(wěn)定系統(tǒng)。其控制增益也與輸入電壓（VIN）成正比，這會(huì)導(dǎo)致交叉頻率隨 VIN 的變化而變化。為了避免這種情況，斜坡電壓需要與 VIN 成正比。
　　峰值電流模式控制
　　峰值電流模式控制是汽車(chē)電源最常用的控制方法之一，如圖 2所示。
　　　　圖2：峰值電流模式控制
　　與電壓模式控制類(lèi)似，VREF - VFB 差值被放大以產(chǎn)生誤差信號(hào)。但峰值電流模式控制將該誤差信號(hào)與電感電流（IL）進(jìn)行比較，后者通常通過(guò)鏡像 MOSFET、采樣電阻或無(wú)損電流采樣電路進(jìn)行采樣。
　　通常，峰值電流模式拓?fù)溥€包含一個(gè)斜率補(bǔ)償信號(hào)，以消除 Buck 電路占空比超過(guò) 50% 時(shí)產(chǎn)生的次諧波震蕩。將測(cè)得的 IL 合并到環(huán)路中可以降低補(bǔ)償?shù)膹?fù)雜性，并且僅需要 Type II 補(bǔ)償。這同時(shí)消除了控制增益對(duì) VIN 的影響；也就是說(shuō)，交叉頻率在整個(gè) VIN 范圍內(nèi)能夠保持相對(duì)恒定。
　　但在峰值電流模式拓?fù)渲校娏餍盘?hào)在開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換期間并不穩(wěn)定。一旦上管 MOSFET（HS-FET）導(dǎo)通，PWM 比較器需要短時(shí)間的消隱。相比電壓模式控制、傳統(tǒng) COT 或 ZDP，這會(huì)導(dǎo)致更長(zhǎng)的最小導(dǎo)通時(shí)間（tON_MIN）。
　　MPS 采用峰值電流模式控制的產(chǎn)品包括： MPQ2167、MPQ4436、MPQ4323 和 MPQ4430。
　　傳統(tǒng)恒定導(dǎo)通時(shí)間（COT）控制　　高性能應(yīng)用常采用傳統(tǒng) COT 控制來(lái)改善瞬態(tài)性能，如圖 3 所示。

　　圖3：傳統(tǒng)COT控制
　　傳統(tǒng) COT 控制會(huì)直接比較 VFB 與 VREF 以觸發(fā)導(dǎo)通脈沖，但它要求反饋信號(hào)紋波與 IL 同相。實(shí)現(xiàn)二者同相的方法包括輸出電容 ESR、跨電感放置的斜坡注入電路或內(nèi)部生成的合成斜坡。當(dāng) VFB 降至低于 VREF 或誤差信號(hào)時(shí)，將生成導(dǎo)通時(shí)間脈沖，并饋入柵極驅(qū)動(dòng)器。在大瞬變期間生成的連續(xù)導(dǎo)通時(shí)間脈沖具備內(nèi)部最小關(guān)斷時(shí)間，可快速恢復(fù)輸出電壓 （VOUT）。因此，相比電壓模式控制和電流模式控制，COT 控制改善了負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。
　　為了優(yōu)化比較器造成的輸出電壓的偏移，可以增加誤差放大器去提高輸出電壓精度。
　　負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)期間可能會(huì)出現(xiàn)連續(xù)的導(dǎo)通時(shí)間脈沖，這將導(dǎo)致 fSW 在操作期間暫時(shí)升高。對(duì)比較關(guān)注 EMI 性能的應(yīng)用而言（例如嚴(yán)格要求 EMI 性能以降低系統(tǒng)串?dāng)_的工業(yè)或汽車(chē)電子產(chǎn)品），這會(huì)帶來(lái)問(wèn)題。
　　MPS 采用 COT 控制的產(chǎn)品包括： MPQ2179、MPQ2172 和 MPQ3431A。
　　零延遲 PWM 控制（ZDP）架構(gòu)　　零延遲 PWM（ZDP） 控制可實(shí)現(xiàn)媲美傳統(tǒng) COT 控制的負(fù)載瞬態(tài)性能，而且采用固定頻率方案，如圖 4所示。

　
　　圖4：零延遲 PWM （ZDP） 控制　　與傳統(tǒng) COT 相比，ZDP 通過(guò) EA 得到穩(wěn)定的輸出電壓，同時(shí)又將 FB 信號(hào)引入到環(huán)路控制里，提高了負(fù)載變化的響應(yīng)速度。這條路徑可快速改變驅(qū)動(dòng) HS-FET 和下管 MOSFET （LS-FET） 的占空比，無(wú)需另外調(diào)節(jié)斜坡大小，即可補(bǔ)償 VOUT 的波動(dòng)。例如，當(dāng) VOUT 因大負(fù)載瞬變而降低時(shí)，占空比會(huì)在下一個(gè)導(dǎo)通周期內(nèi)增加，以便為輸出電容供電，從而恢復(fù) VOUT。在這個(gè)過(guò)程中，ZDP無(wú)需調(diào)節(jié)fSW（見(jiàn)圖 5）。

　　圖 5：傳統(tǒng) COT 控制與 ZDP的比較
　　ZDP 控制通過(guò)誤差放大器（VREF-VFB）產(chǎn)生誤差信號(hào)。該信號(hào)與 AC 耦合電流信號(hào)和斜率補(bǔ)償斜坡相加。然后將求和信號(hào)與 VFB進(jìn)行比較，并饋入使用固定頻率時(shí)鐘作為復(fù)位信號(hào)的 PWM 鎖存塊。ZDP 環(huán)路穩(wěn)定性可通過(guò) Type II 補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)；與 Type III 補(bǔ)償相比，ZDP 節(jié)省了設(shè)計(jì)周期時(shí)間。
　　ZDP 還實(shí)現(xiàn)了谷值電流檢測(cè)。與峰值電流模式控制不同，使用 ZDP檢測(cè)谷值電流不需要對(duì)上管采樣增加消隱時(shí)間，它可以在 LS-FET 導(dǎo)通時(shí)對(duì)電流進(jìn)行采樣，所以ZDP可以實(shí)現(xiàn)更小的 tON_MIN。因?yàn)?VIN:VOUT 比率更大、fSW 更高，器件能夠以更低的占空比運(yùn)行。
　　MPS 采用 ZDP控制的產(chǎn)品包括： MPQ4340、MPQ4371 和 MPQ2286。
　　仿真結(jié)果(1)
　　圖 6 顯示了 MPQ4340 的負(fù)載瞬態(tài)仿真結(jié)果。

　　圖6：MPQ4340 負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)　　其中 PWM- 為反饋信號(hào)；PWM+ 是補(bǔ)償信號(hào)、AC 耦合電流采樣和斜率補(bǔ)償?shù)目偤停籋SG 為高端柵極啟動(dòng)信號(hào)。可以看到，在經(jīng)歷輸出負(fù)載從 0A 變?yōu)?4A 引起的下沖和輕微低頻過(guò)沖之后，VOUT 迅速恢復(fù)。VOUT 恢復(fù)過(guò)程始終與 PWM- 成正比。一旦 PWM+ 超過(guò) PWM-，HSG 就會(huì)導(dǎo)通（見(jiàn)圖 7）。

　　
　　圖7：HSG 在 MPQ4340 負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)期間的導(dǎo)通　　一旦 VOUT 下降，HSG 脈沖寬度就會(huì)增加，以向輸出提供更多能量，并在負(fù)載階躍后校正 VOUT。圖 8 顯示了負(fù)載增加后占空比的變化；與此同時(shí)，fSW 仍保持恒定。

　　圖 8：MPQ4340 負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)期間的占空比變化　　圖 8 中的綠色跡線表示 HSG（如圖 6 、圖 7 所示）的占空比（以 % 為單位）。占空比在幾個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)從 27% 增加到 35%，以減少由負(fù)載增加引起的 VOUT 壓降，從而使 VOUT 快速恢復(fù)。圖 8 中的藍(lán)色跡線表示，在整個(gè)負(fù)載瞬態(tài)變化期間，恒定 fSW（2.2MHz）下的 HSG。通過(guò)生成模擬波特圖，我們可以觀察該控制方法的穩(wěn)定性（見(jiàn)圖 9）。

　
　　圖9：MPQ4340 波特圖
　　其相位裕度和增益裕度優(yōu)于大多數(shù)的設(shè)計(jì)目標(biāo)。交叉頻率約為 63kHz。由于采用了快速路徑，大信號(hào)瞬態(tài)響應(yīng)優(yōu)于 63kHz 交叉頻率的預(yù)期響應(yīng)。但如我們?cè)趥鹘y(tǒng) COT 控制中常見(jiàn)的一樣，與傳統(tǒng)峰值電流模式控制器件的波特圖比較并不能精確地反映負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的改善。
　　（1）測(cè)試條件：
　　VIN = 12V，VOUT = 3.3V，50A/?s 時(shí) 0A 至 4A 負(fù)載階躍，fSW = 2.2MHz，L = 1H，COUT = 2 x 22?F，模擬電容電壓降額，在 MPQ4340 上進(jìn)行測(cè)試。
　　零延遲 PWM（ZDP）控制優(yōu)勢(shì)　　與其他固定頻率控制方法（例如電壓模式控制和峰值電流模式控制）相比，零延遲 PWM （ZDP）控制快速路徑可以顯著改善瞬態(tài)響應(yīng)。

　　圖 10 顯示了 ZDP 控制（MPQ4340）和峰值電流模式控制（MPQ4430）之間的 0A 至 3.5A 負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)比較。MPQ4340 和 MPQ4430 具有相同的電感、電容和 fSW。
　　　圖10：ZDP 與峰值電流模式控制的負(fù)載瞬變比較
　　上圖的波形顯示了 MPQ4430 的 523mVPK-PK 負(fù)載瞬態(tài)和 MPQ4340 的 170mVPK-PK 負(fù)載瞬態(tài)。可以看出，MPQ4340 的瞬態(tài)響應(yīng)明顯優(yōu)于 MPQ4430，這讓用戶可以在使用更少輸出電容的同時(shí)改善瞬態(tài)性能。
　　谷值電流可以實(shí)現(xiàn)非常短的 tON_MIN。盡管采用峰值電流模式控制的器件 tON_MIN 已經(jīng)可以很低（介于 60ns 和 100ns 之間），但 MPQ4340 的最長(zhǎng) tON_MIN 也僅為 35ns。因此，MPQ4340 可以將擴(kuò)展汽車(chē)電池電壓（高達(dá) 18V）直接轉(zhuǎn)換為 1.8V，同時(shí)可在高于 AM 的頻段上切換，并提供頻譜擴(kuò)展 （FSS）調(diào)制。
　　固定頻率則使 ZDP具備出色的頻率穩(wěn)定性。采用 ZDP 控制的器件（例如 MPQ4340）還能與外部時(shí)鐘同步或提供頻譜擴(kuò)展（FSS）調(diào)制。ZDP 非常適合汽車(chē)等 EMC 要求苛刻的應(yīng)用。
　　結(jié)語(yǔ)
　　與傳統(tǒng)的峰值電流模式控制相比，零延遲 PWM （ZDP） 控制提高了負(fù)載瞬態(tài)性能，同時(shí)還能在負(fù)載瞬變期間保持固定頻率。固定頻率是 ZDP與傳統(tǒng) COT 控制的主要區(qū)別，后者具有波動(dòng)的 fSW。
　　ZDP? 還具有更短的 tON_MIN，這讓器件可用于需要高 fSW 和低占空比的應(yīng)用。
　　通過(guò)對(duì) MPS 采用 ZDP? 控制的產(chǎn)品進(jìn)行仿真和硬件測(cè)試，以上優(yōu)勢(shì)均已得到驗(yàn)證。