圖1 LM317和HC4053合并以使PWM功率DAC，而Q1則強迫前凝管U3跟蹤和維持恒定的3V U2 I/O凈空差速器以提高效率。

　　如較早的DI中所述，開關(guān)U1B和U1C接受10 kHz PWM信號，通過反饋網(wǎng)絡(luò)R1，R2和R3生成U2調(diào)節(jié)器的0V至11.25V“ adj”控制信號。傳入的PWM信號是AC耦合的，因此U1可以在U2的輸出上“浮動”。 U1C提供了PWM信號的平衡倒數(shù)，如“取消模擬扣除的PWM DAC紋波”中所述實現(xiàn)了主動波紋取消。
　　請注意，R1 || R2 = R3以優(yōu)化波紋減法和DAC精度。這種反饋安排使U2的輸出電壓遵循PWM占空比（DF）的功能：
　　vout = 1.25 /（1 - df（1 - r1 /（r1 + r2）））= 1.25 /（1 - 0.9 df），　　如圖2所示。

　　圖2 VOUT（1.25V至12.5V）與PWM DF（0至1），其中VOUT = 1.25 /（1 - 0.9 df）。　　圖3繪制了圖2的倒數(shù)，產(chǎn)生了任何給定Vout所需的PWM DF。

　　圖3圖2的倒數(shù)或任何給定Vout所需的PWM DF，其中PWM DF =（1.111 - 1.389/vout）。
　　關(guān)于跟蹤前調(diào)節(jié)器的內(nèi)容：對U3的控制，以維護固定U2免受輟學(xué)所需的3V凈空，依賴于Q1充當(dāng)一個簡單（但足夠的）差分放大器。 Q1驅(qū)動U3的VFB電壓反饋引腳保持VFB = 1.245V。因此（其中vbe = q1的發(fā)射極基偏見）：
　　VFB/R7 =（（（U2in - U2OUT） - VBE）/R6
　　1.245V =（U2IN - U2IN - U2OUT - 0.6V）/（5100/2700）
　　U2in - U2in - U2OUT = 1.89 * 1.245V + 0.6V + 0.6V = 3V = 3V
　　同時，推論Q2的作用是為了敏銳的讀者的練習(xí)。提示：它節(jié)省了在Vout = 12V處的原始DI上的瓦數(shù)的三分之一。
　　請注意，如果您想將此電路與不同的先前調(diào)節(jié)器一起使用不同的VFB，只需調(diào)整：
　　R7 = R6 VFB/2.4