在反激電路設計中，TL431 光耦反饋參數的計算以及環(huán)路設計至關重要，它直接影響著電路的穩(wěn)定性和輸出電壓的精度。下面我們將詳細探討其反饋過程、參數計算以及動態(tài)反饋補償計算。
　　反饋的過程　　當反激電路副邊的輸出電壓升高時，TL431 參考端電壓（R 端）也會隨之升高。TL431 是一種精密可調并聯穩(wěn)壓器，其內部由各種晶體管構成。參考電壓端連接運放的同相輸入端，當參考端電壓升高時，會使得 TL431 的導通量增加。同時，光耦內部的發(fā)光二極管流過的電流也會增大，進而使得光耦三極管導通量增加。與光耦三極管相連的電源 IC 電壓反饋引腳 VFB 電壓降低，此時 PWM 控制器會控制開關 MOS 引腳的輸出占空比降低，最終使輸出電壓降低。反之，當副邊輸出電壓降低的時候，調節(jié)過程則相反。

　　反饋參數靜態(tài)工作點的計算
　　R6 的計算　　假設輸出電壓 VOUT 是 12V。TL431 要穩(wěn)定工作，參考輸入端的電流一般是 2uA 左右，其內部基準電壓 VREF = 2.5V。為了避免此端口電流影響分壓比以及電阻熱噪聲的影響，一般取流過電阻 R6 的電流為參考端電流的 100 倍數以上。同時，考慮到功耗的要求，R6 希望大一些。綜合各方面因素，通常選取 R6 為 10kΩ。

　　R5 的計算
　　已知輸出電壓為 VOUT = 12V，TL431 的 VREF = 2.5V，由于通過 R5 和 R6 的電流近似相等，根據分壓原理即可計算出 R5 的值。
　　R3 的計算
　　TL431 內部需要供電才能正常工作，R3 就是為 TL431 供電的電阻。正常情況下，光耦那一路會給 TL431 進行供電，但光耦電流也有很小的時候，當光耦電流接近零的時候，R3 要能為 TL431 進行供電。光耦的壓降一般為 1.2V 左右，當光耦的電流接近零的時候，R1 上面基本上無壓降，此時 R3 上面的壓降是 1.2V。從數據手冊中可以得知 IKA = 1 - 100mA，同時考慮到功耗，通常取 R3 為 1KΩ。
　　R1 的計算
　　R1 的取值要保證芯片控制端取得所需要的電流。假設最小電流為 1mA，并且 PC817 的 CTR（光耦的傳輸比）= 0.8 - 1.6，取最低 0.8。TL431 的陽極與陰極之間的電壓差為 2.5V，光耦原邊二極管的壓降為 1.2V。光耦原邊二極管最大導通電流在 50mA 左右，TL431 的最大電流為 100mA 左右，綜合考慮，選擇流過 R1 的最大電流為 50mA。
　　綜上所述，TL431 工作在線性區(qū)狀態(tài)，參考端電壓由 R5 和 R6 的電阻分壓確定，與內部 2.5V 的基準電壓源進行比較。正常情況下，參考端 R 端的電壓在 2.5V 上下波動。參考端 R 端的電壓越高，則 TL431 VKA 的阻抗越小，即 KA 兩端電壓越低，但 KA 兩端電壓不會低于基準電壓 2.5V；參考端 R 端的電壓越低，則情況相反。
　　動態(tài)反饋補償計算
　　R5 和 C4 形成一個在原點的極點，其作用是提升低頻增益，從而限制低頻（100HZ）紋波并提高輸出調整率。R4 和 C4 形成一個零點，用于提升相位。這個零點一般放在帶寬頻率的前面，以增加相位裕度。具體位置要看其余功率部分在設計帶寬處的相位是多少。R4 和 C4 的頻率越低，其提升的相位越高，最大可達 90 度，但當頻率很低時低頻增益也會減低。通常將其放在帶寬的 1/5 處，可以提升約 78 度相位。
　　通過對反激電路中 TL431 光耦反饋參數的準確計算和合理的環(huán)路設計，能夠有效提高反激電路的性能和穩(wěn)定性，確保輸出電壓的精準控制。