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POWER OPERATIONAL AMPLIFIER
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功耗。有信號(hào)輸入時(shí)， ctrl為低電平， vh=3vdd/4， vl=vdd/4。由于比較器工作的高頻狀態(tài)下， 如果b點(diǎn)和c點(diǎn)直接與比較器輸入端相連， 則可能會(huì)通過(guò)mos管的寄生電容對(duì)閾值電壓產(chǎn)生電磁干擾。故本電路將b點(diǎn)和c點(diǎn)與緩沖器相連。電路仿真表明， 使用緩沖器可以有效隔離電磁干擾， 穩(wěn)定閾值電壓。 2.2 充放電電流的產(chǎn)生 與電源電壓成正比的電流可由opa、mn2和r5產(chǎn)生。由于opa的增益很高， 因此， vref與v5之間的電壓差可以忽略不計(jì)。 由于存在溝道調(diào)制效應(yīng)， mp11和mn10的電流會(huì)受到源漏電壓的影響， 因此， 對(duì)電容的充放電電流不再與電源電壓呈線性關(guān)系。本設(shè)計(jì)中，電流鏡采用cascode結(jié)構(gòu)可以穩(wěn)定mp11和mn10的源漏電壓， 降低對(duì)電源電壓的敏感程度。從交流角度看， cascode結(jié)構(gòu)提高了電流源(層) 的輸出電阻， 減小了輸出( 入) 電流的誤差。mn3、mn4、mp5 用于為mp12 提供偏置電壓。mp8、mp10、mn6則可為mn9提供偏置電壓。 2.3 邏輯控制部分 觸發(fā)器的輸出clk和clk為相位相反的方波信號(hào)， 可用來(lái)控制mp
s端電壓增加了vcs后，r4上的電壓也增加vcs,r5上的電壓也應(yīng)該增加vcs.這就要求r5上的電流增加vcs/r5,由于i6保持不變，則應(yīng)該使i3增加vcs/r5.vcs為電感電流作用于一個(gè)小的采樣電阻上產(chǎn)生的壓降，vcs的變化情況反映了電感電流的變化情況，且vcs變化大小完全正比于電感電流的變化大小。假設(shè)采樣電阻為rs,電感電流的斜率為k,則i3的斜率為krs/r5.設(shè)電感電流的上升斜率和下降斜率分別為k1與k2,對(duì)應(yīng)的i3的斜率分別為k1rs/r5和k2rs/r5.電流疊加模塊由mp10、mp11、r3和q3組成。從圖2可以看出，vslope比電容c1上的電壓高一個(gè)vbe,而在圖3中又下降了一個(gè)vbe后作用于r2上，相當(dāng)于電容c1上的電壓直接作用于電阻r2上。結(jié)合（2）式，電流i2的斜率m1為： 電流通過(guò)鏡像又作用于電阻r3之上，即可得到補(bǔ)償?shù)男甭蕀: mp11上的電流為采樣電路的采樣放大電流，此電流作用于電阻r3上，可得到此電壓的斜率m′： 電感電流的下降斜率經(jīng)過(guò)采樣電路后轉(zhuǎn)換為： 由文獻(xiàn)[3]~[4]可知，為保證電路不發(fā)生次諧波振蕩，應(yīng)使m &
發(fā)器，mp3、mp2為電流源。該振蕩器電路需要一個(gè)基準(zhǔn)電壓信號(hào)vref來(lái)設(shè)定施密特觸發(fā)器的上、下閾值電壓，電流源iref用來(lái)產(chǎn)生對(duì)電容c進(jìn)行充放電的恒定電流。vref和iref均可由升壓變換器系統(tǒng)內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓源和基準(zhǔn)電流源提供。 斜坡補(bǔ)償信號(hào)的產(chǎn)生 振蕩器中電容c上的電壓雖然是斜坡信號(hào)，但是電壓求和不如電流求和簡(jiǎn)單，所以采用一個(gè)v-i電路把斜坡電壓轉(zhuǎn)換成斜坡電流，這樣更容易實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償。具體實(shí)現(xiàn)電路如圖3所示。 vl為施密特觸發(fā)器的下閾值電壓；vc為定時(shí)電容c兩端的電壓，vc≥vl。mp11、mp12、mp15是一組電流大小相等的鏡像電流源。當(dāng)vc=vl時(shí)，mn19、mn20、mn21的電流相等，即等于電流源的電流值。當(dāng)vc增大，mp14上的電流減小， mp12上的一部分電流經(jīng)過(guò)r4流向mp13。mn21與mn20是電流鏡結(jié)構(gòu)，所以，mn21的電流減小。這時(shí)，i_slope就等于流過(guò)r4的電流。 假設(shè)mp11、mp12、mp15完全匹配，mp13、mp14完全匹配，mp19、mp20、mp21完全匹配，ro為mp14的小信號(hào)輸出電阻： 在i1和c固定的情況下，改變r(jià)4的阻值
振蕩頻率受電源電壓變化的影響較大， 文獻(xiàn)[ 1] 中所提出的方案雖然有較大改善， 但它采用了大的集成電阻， 這不僅增大了芯片面積， 而且集成電阻阻值隨工藝偏差很大， 還會(huì)進(jìn)一步增大環(huán)振輸出頻率的不穩(wěn)定性。文獻(xiàn)[ 2] 所提出的改進(jìn)型環(huán)形振蕩器電路頻率穩(wěn)定度高， 適用于電源電壓變化較大的集成電路系統(tǒng)， 但它采用了耗盡型mos 管， 增加了電路的成本， 不利于商業(yè)開(kāi)發(fā)。本文所設(shè)計(jì)的主振蕩器采用如圖2 所示的環(huán)形振蕩器結(jié)構(gòu)。vc1, vc2 分別為過(guò)壓保護(hù)電路， pwm 比較器的輸出信號(hào)， mp10和mp11 為帶隙基準(zhǔn)提供的鏡像電流， 合理的控制鏡像電流和電容c1 , c2 的大小， 即能夠使主振蕩器在1. 9~ 8 v 的v dd區(qū)間輸出350 khz 左右較穩(wěn)定的振蕩頻率。 3 輔助振蕩器的設(shè)計(jì) 文獻(xiàn)[ 3] 中提出的輔助振蕩器電路也采用環(huán)形振蕩器結(jié)構(gòu)， 它利用亞閾值導(dǎo)通的原理， 使得起振電壓降至0. 8 v, 但是這個(gè)輔助振蕩器在0. 8~ 1. 9 v 的vdd區(qū)間里頻率變化很大， 會(huì)在電路啟動(dòng)階段造成很大的浪涌電流， 造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。 圖2 主振蕩器電路
p4之間的次極點(diǎn)更靠近原點(diǎn)，使系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。為消除該極點(diǎn)帶來(lái)的影響，在共源共柵結(jié)構(gòu)的輸出端加入補(bǔ)償電阻r5和電容c,引入一個(gè)零點(diǎn)并使主極點(diǎn)更低。 高壓管mp5~mp10為匹配電流源的輸出級(jí)，主要起隔離緩沖的作用，電流鏡結(jié)構(gòu)避免了增加新的極點(diǎn)。分流結(jié)構(gòu)mp7、mp8將mp5始終偏置在飽和區(qū)，從而允許流過(guò)mp9與mp10的電流最低降至0 a,使電路在空載時(shí)可以輸出地電壓，為芯片的進(jìn)一步設(shè)計(jì)提供了方便。 p1~p12為保護(hù)管，防止低壓管因漏源或柵源電壓過(guò)高而被擊穿。 高壓管mp11、mp12、mn7與r4構(gòu)成了電壓補(bǔ)償電路。在前述的工作原理中，電路通過(guò)將電流限制在閾值imax和imin間周期變化達(dá)到恒流控制的目的。其中電源向電感的充、放電過(guò)程中，充電速率與輸入電壓成正比，放電速率和芯片的延遲則與輸入電壓無(wú)關(guān)。這一差異導(dǎo)致了在輸入電壓變化時(shí)，電流會(huì)因在固定的延遲時(shí)間中具有不同的上升斜率和相同的下降斜率，使實(shí)際電流峰值i'max升高，影響平均電流值。該補(bǔ)償電路通過(guò)將與輸入電壓成正比的電壓vb2轉(zhuǎn)換為與輸入電壓成正比的電流ic,使流過(guò)r3的采樣電流isense對(duì)輸入電壓具有正相
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