我們不會進(jìn)一步討論靜態(tài)功耗。相反，本文和下一篇文章將介紹 SPICE 仿真，以幫助您更全面地了解逆變器的不同類型的動態(tài)功耗。本文重點討論開關(guān)功率——輸出電壓變化時電容充電和放電所消耗的功率。　　LTspice 逆變器實施

　　圖 1 顯示了我們將使用的基本 LTspice 逆變器原理圖。

　　LTspice CMOS 反相器。
　　圖 1. CMOS 反相器的 LTspice 實現(xiàn)。　　在此實現(xiàn)中，我們使用LTspice 組件庫中的nmos4和pmos4 MOSFET。指定 FET 的長度和寬度非常簡單 - 只需右鍵單擊電路符號，LTspice 將打開圖 2 中的窗口。

　　在 LTspice 中指定逆變器 MOSFET 的尺寸。
　　圖 2.在 LTspice 中指定 MOSFET 尺寸。
　　我們將采用老式方法（該工藝節(jié)點于 2000 年代初引入），并對兩個 MOSFET 使用 90 nm 長度。對于 NMOS，我選擇了 150 nm 寬度。PMOS 寬度遵循經(jīng)驗法則，即它應(yīng)比 NMOS 寬約 2.5 倍。　　額外的寬度補(bǔ)償了 PMOS 晶體管的較低遷移率，有助于均衡反相器的上升時間和下降時間。您可以分別在圖 3 和圖 4 中看到下降和上升輸出轉(zhuǎn)換。

　　模擬高到低輸出轉(zhuǎn)換。　　圖 3.模擬 CMOS 反相器從高到低的輸出轉(zhuǎn)換。下降時間（90% 至 10%）為 610 ns。

　　模擬低到高輸出轉(zhuǎn)換。
　　圖 4.模擬 CMOS 反相器從低到高的輸出轉(zhuǎn)換。上升時間（10% 到 90%）為 390 納秒。
　　您可能已經(jīng)注意到，盡管我上面說過，該逆變器的上升時間和下降時間并不相等。相反，電壓圖記錄了 610 ns 的下降時間和 390 ns 的上升時間。默認(rèn) LTspice 模型庫中的 NMOS 和 PMOS 晶體管具有與我預(yù)期不同的電氣性能特性。
　　模擬充電和放電電流
　　CMOS 反相器的動態(tài)功耗與邏輯狀態(tài)之間過渡階段期間流動的兩種類型的電流相關(guān)。在本文中，我們僅討論一個：電容充電和放電所需的電流。為了幫助我們檢查這一點，我在原始示意圖中添加了以下內(nèi)容：
　　一個小電容。這表示輸出電壓變化時必須充電的負(fù)載電容。
　　一個非常大的電阻。這代表連接到逆變器輸出端子的高阻抗組件。　　新原理圖如圖 5 所示。請記住，在實際電路中，輸出電容不僅僅是輸出節(jié)點上的單個電容。寄生電容和內(nèi)部電容也會影響總輸出電容。

　　LTspice 逆變器具有輸出電容和負(fù)載電阻。

　　圖 5.具有輸出電容和負(fù)載電阻的 LTspice 逆變器。
　　圖 6 中的紅色跡線顯示了在低到高輸出轉(zhuǎn)換期間流入該反相器V OUT節(jié)點的電流。我通過按住 Alt 鍵并單擊通向 C1 和 R1 的電線將其添加到圖中。這是您可能沒有意識到的一個方便的 LTspice 技巧 — 您可以使用 Alt + 單擊（或 Cmd + 單擊，如果您使用的是 Mac）來測量流過電線任何部分的電流。　　從低到高輸出轉(zhuǎn)換期間的瞬態(tài)電流。

　　圖 6.從低到高輸出轉(zhuǎn)換期間的瞬態(tài)電流（紅色跡線）。
　　瞬態(tài)兩側(cè)的穩(wěn)態(tài)電流可以忽略不計。在瞬變之前，它基本上為零，因為V OUT處于地電位。隨著V OUT增加，大量電流必須從VDD流出并流經(jīng) PMOS 晶體管以對 C1 充電。瞬態(tài)過后，V OUT達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)值 V DD。由于 R1 電阻太大，電流再次極低（約 18 nA）。
　　上圖中的電流被報告為正，因為 LTspice 假設(shè)從 PMOS 漏極流出以給 C1 充電的電流為正。下一個圖（圖 7）顯示了從高到低的輸出轉(zhuǎn)換。由于放電電流流向另一個方向，因此被報告為負(fù)。　　高到低輸出轉(zhuǎn)換期間的瞬態(tài)電流。

　　圖 7.從高到低輸出轉(zhuǎn)換期間的瞬態(tài)電流（紅色跡線）。
　　當(dāng)它們流經(jīng) PMOS 或 NMOS 轉(zhuǎn)換器的電阻時，這些瞬態(tài)電流會導(dǎo)致能量損失。這種損耗在前一篇文章“ CMOS 逆變器的功耗”中進(jìn)行了解釋。